基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器及其工作方法.pdf

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1、(19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 (10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201910234533.9 (22)申请日 2019.03.26 (71)申请人 哈尔滨工业大学 地址 150001 黑龙江省哈尔滨市南岗区西 大直街92号 (72)发明人 王懿杰高珊珊桑汐坤管乐诗 陈恒张相军徐殿国 (74)专利代理机构 哈尔滨市松花江专利商标事 务所 23109 代理人 高倩 (51)Int.Cl. H02M 3/155(2006.01) (54)发明名称 基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换 器及其工作方法 (57)摘要 基于Sepic电路的新型软开。

2、关高升压比变换 器及其工作方法， 涉及光伏能源配件技术领域， 为解决现有高频段高升压比变换器体积大、 功率 密度低、 系统损耗大和系统效率低的问题， 包括 输入电源、 L1、 L2、 L3、 CS、 CQ1、 CQ2、 Ca、 CO、 Q1、 Q2、 Do和 D； 输入电源正极与L1一端和Q2漏极连接， 负极连 接电源地， L1另一端与Q1漏极、 D正极和CS一端连 接， Q1源极与电源地和L2一端连接， CS另一端与L3 一端和Do正极连接， L3另一端同时与D负极和Ca 一端连接， Do负极与CO一端连接， L2另一端与Q2源 极、 Ca另一端和CO另一端连接； 本发明用于光伏 电池板与逆。

3、变器的接口结构中以高效升压。 权利要求书4页 说明书14页 附图7页 CN 109951072 A 2019.06.28 CN 109951072 A 1.基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 包括Sepic电路， Sepic 电路包括输入电源、 电感L1、 电容CS、 带有体二极管DQ1的开关管Q1、 电感L3、 二极管Do和电容 CO， 变换器还包括电容Ca、 二极管D、 带有体二极管DQ2的开关管Q2、 电感L2、 电容CQ1和电容CQ2； 输入电源的正极同时与电感L1的一端和开关管Q2的漏极连接， 输入电源的负极连接电 源地， 电感L1的另一端同时与开关管Q1的。

4、漏极、 二极管D的正极和电容CS的一端连接， 开关管Q1的源极同时与电源地和电感L2的一端连接， 电容CS的另一端同时与电感L3的一端和二极管Do的正极连接， 电感L3的另一端同时与二极管D的负极和电容Ca的一端连接， 二极管Do的负极与电容CO的一端连接， 电感L2的另一端同时与开关管Q2的源极、 电容Ca的另一端和电容CO的另一端连接， 电容CO的两端作为变换器的电压输出端。 2.根据权利要求1所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 开关管Q1和开关管Q2的驱动信号相同。 3.根据权利要求2所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 电感。

5、L1与电感L2的感值相同。 4.根据权利要求3所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 该变换器的升压比MDCM为： 式中， MDCM为新型软开关高升压比变换器的升压比， Vin为新型软开关高升压比变换器的输入电源电压， VO为新型软开关高升压比变换器的输出电源电压， D为开关管Q1的开通占空比； Db为体二极管DQ1的续流时间与开关管Q1开关周期的比例； D为电容CO向负载RL传输能量的时间与开关管Q1开关周期的比例。 5.根据权利要求4所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 开关管Q2的开通占空比为D。 6.根据权利要求5所述的基于Se。

6、pic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 体二极管DQ2的续流时间与开关管Q2开关周期的比例为Db。 7.根据权利要求6所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 电容CO向负载RL传输能量的时间与开关管Q2开关周期的比例为D。 8.根据权利要求7所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 开关管Q1的开通占空比D为： 式中， 权利要求书 1/4 页 2 CN 109951072 A 2 T为开关管Q1的开关周期， td为开关管Q1的开通时间。 9.根据权利要求8所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 开关。

7、管Q1的开关周期等于开关管Q2的开关周期。 10.根据权利要求9所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在于： 开关管Q1的开通时间等于开关管Q2的开通时间。 11.根据权利要求10所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在 于： Db为： 式中， tb为体二极管DQ1的续流时间。 12.根据权利要求11所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在 于： 体二极管DQ1的续流时间等于体二极管DQ2的续流时间。 13.根据权利要求12所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 其特征在 于： D为： 式中， t为电容CO向负载R。

8、L传输能量的时间。 14.权利要求13所述基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征 在于： 工作方法包括5个依次的工作阶段， 工作阶段S1： 开关管Q1与开关管Q2均零电压开通时， 电感L1、 电感L2和电感L3充电， 电容 CO向负载RL放电； 工作阶段S2： 开关管Q1与开关管Q2均断开时， 电容CQ1和电容CQ2均开始充电， 开关管Q1与开关管Q2的两端电压应力均从0开始增加， 直至与电容Ca两端电压一致； 工作阶段S3： 电容CQ1的两端电压、 电容CQ2的两端电压和电感L3的两端电压均上升， 二极管Do和二极 管D均导通， 电感L1和电感L2中的能量均通过二极。

9、管D传输给电容Ca， 电感L1、 电感L2和电感L3中的能量均通过二极管Do传输给电容CO； 此阶段流过二极管D和二极管Do的电流呈线性减小， 直至减小为零； 工作阶段S4： 二极管D和二极管Do均关断时， 电容CQ1的电压和电容CQ2的电压均谐振至零， 开关管Q1与开关管Q2的电压也均为零； 工作阶段S5： 并联的电容CQ1和电容CQ2的电压谐振至零， 开关管Q1与开关管Q2两端均存在反压， 当开关管Q1与开关管Q2的源极和漏极之间的电势差均达到0.7V时， 权利要求书 2/4 页 3 CN 109951072 A 3 体二极管DQ1和体二极管DQ2均开始导通， 电感L1和电感L2两端的电压。

10、应力均等于输入电压Vin， 流过电感L1、 电感L2和电感L3的电 流线性增加。 15.根据权利要求14所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 开关管Q1的开通时间tdt2-t1DT， 式中， t2为工作阶段S3的起始时刻， t1为工作阶段S2的起始时刻。 16.根据权利要求15所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： td等于开关管Q2的开通时间。 17.根据权利要求16所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 门极电压上升的时间tr1t3-t2， 式中， t3为工作阶段S4的起始时。

11、刻。 18.根据权利要求17所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 电容CO向负载RL传输能量的时间tt3-t2DT。 19.根据权利要求18所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 电容CQ1谐振放电时间tr2t4-t3， 式中， t4为工作阶段S5的起始时刻。 20.根据权利要求19所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： tr2等于电容CQ1谐振放电时间。 21.根据权利要求20所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 体二极管DQ1的续流时间。

12、tbt0 -t4DbT， 式中， t0 为工作阶段S5的结束时刻。 22.根据权利要求21所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： tb等于体二极管DQ2的续流时间。 23.根据权利要求22所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作模式下变换器的升压比MDCM通过以下公式获得： 24.根据权利要求23所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作阶段S1中电感L1、 电感L2和输入电源之间的电压关系为： VL1VL2Vin， 式中， VL1为电感L1的电压， VL2为电感L2的电压，。

13、 Vin为输入电源的电压。 25.根据权利要求24所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特 征在于： 工作阶段S1中电感L3、 电容Ca、 电容CS和输入电源之间的电压关系为： 式中， VL3为电感L3的电压， 为电容Ca的电压， 为电容CS的电压。 权利要求书 3/4 页 4 CN 109951072 A 4 26.根据权利要求25所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作阶段S1中流过电感L1、 电感L2和电感L3的纹波电流之间的关系为， iL1 iL2iL3， 式中， iL1为流过电感L1的纹波电流， iL2为流过电感L。

14、2的纹波电流， iL3为流过电感L3的纹波电流。 27.根据权利要求26所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作阶段S2中电感L1、 电感L2、 输入电源、 电容CQ1和电容CQ2之间的电压关系为： 式中，为电容CQ1的电压， 为电容CQ1的电压。 28.根据权利要求27所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作阶段S2中电感L3、 电容Ca、 电容CS、 电容CQ1和电容CQ2之间的电压关系为： 29.根据权利要求28所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其 特征在于： 工作阶段S3中。

15、存在如下电压关系： 30.根据权利要求29所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作阶段S3中电感L1、 电感L2和电感L3释放能量， 此阶段流过二极管D和二极管Do的电流呈线性减小， 当流过二极管D和二极管Do的电流波形呈三角波时， 此阶段电感L1的两端电压和电感L2 的之间的电压关系为： 31.根据权利要求30所述的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 其特征在于： 工作阶段S3中电容CQ1和电容CQ2均充电完成时电路的电压关系为： 权利要求书 4/4 页 5 CN 109951072 A 5 基于Sepic电路的新型软开关高升压。

16、比变换器及其工作方法 技术领域 0001 本发明属于光伏能源配件技术领域， 特别是涉及高升压比变换器技术。 背景技术 0002 在能源危机日益严重的情况下， 发展新型清洁能源势在必行， 光伏， 燃料电池的需 求日益增加。 高升压比直流变换器作为光伏电池板与逆变器之间的接口设备， 一方面， 为了 充分利用光伏电池板所产生的能量， 希望前级高升压比直流变换器具有尽可能高的效率； 同时， 系统的高功率密度也是当今电力电子的一个发展趋势。 0003 因此， 如何实现高升压比高效率的直流变换器至关重要。 0004 中国实用新型专利CN203261235U于2013年10月30日公开了一种高增益SEPIC。

17、变换 器， 它包括一个直流源输入源， 一个独立升压电感， 一个可控的功率开关管， 一个带有两个 绕组的耦合电感， 两个中间储能电容， 一个箝位二极管， 一个单向整流二极管， 一个箝位电 容， 一个输出二极管， 一个输出滤波电容； 该变换器体积大， 结构复杂且未给出其升压等参 数， 无法得知该变换器的实质优势； 0005 中国发明专利CN107147291A于2017年09月08日公开了一种非隔离软开关高升压 比直流变换器及其方法， 该变换器是以基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器为 原型， 再其基础上进行优化， 而Boost变换器在极限占空比工作条件下， 开关管的电压应力。

18、 较高， 且二极管的反向恢复问题较严重， 从而导致功率器件损耗较大， 存在一定的缺陷； 0006 因此现有的高升压比变换器存在如下问题： 0007 1、 对于高频升压变换器来说， 现有变换器体积较大， 工作频率的增高有利于感性 器件的减小， 从而减小变换器的体积， 增大系统功率密度， 但随着工作频率的提高， 当开关 管工作在硬开关状态时， 系统的损耗也会随之增大， 不利于系统效率提高。 0008 2、 目前常见的传统非隔离型变换器中， Boost变换器在极限占空比工作条件下， 开 关管的电压应力较高， 且二极管的反向恢复问题较严重， 故导致在输入低压、 输出高压的应 用场合下功率器件损耗较大。。

19、 发明内容 0009 本发明旨在解决现有高频段高升压比变换器体积大、 开关管的电压应力较高导致 功率密度低、 系统损耗大和系统效率低的问题。 0010 为解决上述问题， 技术方案如下： 0011 本发明提供了基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 包括Sepic电路 (Single ended primary inductor converter， 单端初级电感式转换器)， Sepic电路包括 输入电源、 电感L1、 电容CS、 带有体二极管DQ1的开关管Q1、 电感L3、 二极管Do和电容CO， 变换器 还包括电容Ca、 二极管D、 带有体二极管DQ2的开关管Q2、 电感L2、 电容。

20、CQ1和电容CQ2； 0012 输入电源的正极同时与电感L1的一端和开关管Q2的漏极连接， 输入电源的负极连 接电源地， 说明书 1/14 页 6 CN 109951072 A 6 0013 电感L1的另一端同时与开关管Q1的漏极、 二极管D的正极和电容CS的一端连接， 0014 开关管Q1的源极同时与电源地和电感L2的一端连接， 0015 电容CS的另一端同时与电感L3的一端和二极管Do的正极连接， 0016 电感L3的另一端同时与二极管D的负极和电容Ca的一端连接， 0017 二极管Do的负极与电容CO的一端连接， 0018 电感L2的另一端同时与开关管Q2的源极、 电容Ca的另一端和电容。

21、CO的另一端连接， 0019 电容CO的两端作为变换器的电压输出端。 0020 Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法， 工作方法包括5个依次的工 作阶段， 工作阶段S1： 开关管Q1与开关管Q2均零电压开通时， 电感L1、 电感L2和电感L3充电， 电 容CO向负载RL放电； 0021 工作阶段S2： 0022 开关管Q1与开关管Q2均断开时， 0023 电容CQ1和电容CQ2均开始充电， 0024 开关管Q1与开关管Q2的两端电压应力均从0开始增加， 直至与电容Ca两端电压一 致； 0025 工作阶段S3： 0026 电容CQ1的两端电压、 电容CQ2的两端电压和电感L3的两端。

22、电压均上升， 二极管Do和 二极管D均导通， 0027 电感L1和电感L2中的能量均通过二极管D传输给电容Ca， 0028 电感L1、 电感L2和电感L3中的能量均通过二极管Do传输给电容CO； 0029 此阶段流过二极管D和二极管Do的电流呈线性减小， 直至减小为零； 0030 工作阶段S4： 0031 二极管D和二极管Do均关断时， 0032 电容CQ1的电压和电容CQ2的电压均谐振至零， 开关管Q1与开关管Q2的电压也均为 零； 0033 工作阶段S5： 0034 并联的电容CQ1和电容CQ2的电压谐振至零时， 开关管Q1与开关管Q2两端均存在反 压， 当开关管Q1与开关管Q2的源极和漏。

23、极之间的电势差均达到0.7V时， 0035 体二极管DQ1和体二极管DQ2均开始导通， 0036 电感L1和电感L2两端的电压应力均等于输入电压Vin， 流过电感L1、 电感L2和电感L3 的电流线性增加。 0037 本申请具有如下优势： 0038 1、 对于1MHz的高频高升压比变换器， 平面电感和贴片电容的使用有效的减小了变 换器的体积， 使得变换器元器件少， 结构简单。 0039 2、 该变换器拓扑结构实现了较高升压比， 相应用软开关技术可实现开关管的ZVS (Zero Voltage Switch， 零电压开关或称软开关技术)， 开关管两端电压应力小， 提高了功 率密度， 降低了系统损。

24、耗， 提高了系统效率， 适合于高频化应用场合。 说明书 2/14 页 7 CN 109951072 A 7 附图说明 0040 图1为本发明的基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器的拓扑电路图； 0041 图2为高升压比变换器工作阶段S1的等效电路图； 0042 图3为高升压比变换器工作阶段S2的等效电路图； 0043 图4为高升压比变换器工作阶段S3的等效电路图； 0044 图5为高升压比变换器工作阶段S4的等效电路图； 0045 图6为高升压比变换器工作阶段S5的等效电路图； 0046 图7为高升压比变换器的波形图； 0047 图8为高升压比变换器的驱动控制电路原理图； 0048 图。

25、9为开关管Q1的驱动电压与开关管Q1电压的波形图； 0049 图10为开关管Q2的驱动电压与开关管Q2电压的波形图； 0050 图11为高升压比变换器样机的输出电压和输出电流的波形图； 0051 图12为传统Sepic电路图。 具体实施方式 0052 应当理解到， 尽管在下文中详细的说明了本发明的实施方式的示例性实现方案， 但是所公开的组成可以使用当前已知或者尚未存在的任何其它合适的技术来实现。 因此， 本发明绝不应当仅限于在下文中描述的示例性实施方案， 而是可以在随附权利要求及其等 同方案的范围内进行适当修改。 现在将参照附图更加完全地描述本发明， 附图中示出了本 发明的示例性实施方式。 但。

26、是， 本发明可按照更多不同的形式实现， 并且不应该被理解为限 制于这里阐述的实施方式。 相反， 提供这些实施方式使得本公开变得彻底和完整， 并将本发 明的构思完全传递给本领域技术人员。 0053 具体实施方式一、 下面结合图1-12说明本实施方式， 本发明旨在解决现有高频段 高升压比变换器体积大、 开关管的电压应力较高导致功率密度低、 系统损耗大和系统效率 低的问题。 0054 为解决上述问题， 本发明提供了基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器， 包 括Sepic电路， Sepic电路包括输入电源、 电感L1、 电容CS、 带有体二极管DQ1的开关管Q1、 电感 L3、 二极管Do和电。

27、容CO， 变换器还包括电容Ca、 二极管D、 带有体二极管DQ2的开关管Q2、 电感 L2、 电容CQ1和电容CQ2； 0055 输入电源的正极同时与电感L1的一端和开关管Q2的漏极连接， 输入电源的负极连 接电源地， 0056 电感L1的另一端同时与开关管Q1的漏极、 二极管D的正极和电容CS的一端连接， 0057 开关管Q1的源极同时与电源地和电感L2的一端连接， 0058 电容CS的另一端同时与电感L3的一端和二极管Do的正极连接， 0059 电感L3的另一端同时与二极管D的负极和电容Ca的一端连接， 0060 二极管Do的负极与电容CO的一端连接， 0061 电感L2的另一端同时与开关。

28、管Q2的源极、 电容Ca的另一端和电容CO的另一端连接， 0062 电容CO的两端作为变换器的电压输出端； 0063 工作过程及原理： 说明书 3/14 页 8 CN 109951072 A 8 0064 传统Sepic电路如图12所示， 为现有技术不再赘述其连接关系， 本申请高升压比变 换器的拓扑电路如图1所示， 0065 与传统Sepic电路结构相比， 本申请增加了一个电容Ca、 一个二极管D、 一个带有体 二极管DQ2的开关管Q2、 一个电感L2、 电容CQ1和电容CQ2； 具体电路如图1所示， 0066 电容CQ1表示开关管Q1的寄生电容与附加电容之和， 0067 电容CQ2表示开关管。

29、Q2的寄生电容与附加电容之和， 0068 开关管Q1与开关管Q2的驱动信号相同， 0069 其中新增加的电容Ca和二极管D构成了倍压单元， 0070 电感L1和电感L2工作于连续模式， 有效降低输入电流纹波， 并且二者感值设计为相 同， 可以进一步升压； 0071 为了实现ZVS， ZVS小功率软开关电源效率可提高到8085， 20世纪70年代谐 振开关电源奠定了软开关技术的基础， 减小电路损耗， 电感L3应工作于断续模式， 分别与电 容CQ1和电容CQ2构成两个谐振网络； 0072 电容CS和电容Ca的值足够大， 起到稳压滤波的作用， 通常选取为微法级， 保证电容 两端电压恒定， 为分析方便。

30、， 可将其视为电压源； 电容Co是输出稳压电容， 主要为负载输出 能量。 该拓扑结构的工作模态主要有以下5个依次的工作阶段， 各工作阶段的等效电路图依 次如图2-图6所示： 0073 工作阶段S1： 开关管Q1与开关管Q2均开通实现ZVS； 0074 具体为： 初始时刻t0之前开关管Q1的体二极管DQ1与开关管Q2的体二极管DQ2均导 通， 使得两个开关管Q1开关管Q2的漏极和源极两端均没有电势差， 0075 当输入电源工作即初始时刻t0时， 0076 开关管Q1与开关管Q2同时零电压开通， 二极管D和二极管Do截止， 0077 变换器形成三个回路电流iS1L1、 iS1L2和iS1L3， 0。

31、078 从输入电源的正极流出的电流流经电感L1， 电感L1充电， 通过开关管Q1的漏极流向 源极， 流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS1L1； 0079 从输入电源的正极流出的电流， 通过开关管Q2的漏极流向源极， 源极流出的电流 分为两路， 一路流经电感L2， 电感L2充电， 流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流 iS1L2； 0080 开关管Q2源极流出的另一路流入电容Ca的负极， 电容Ca正极流出的电流经过电感 L3， 电感L3充电， 并从电容CS的正极流向负极， 电容CS负极流出的电流从开关管Q1的漏极流向 源极， 流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS。

32、1L3； 0081 电容CO向负载RL放电； 0082 工作阶段S2： 电容CQ1和电容CQ2充电； 0083 具体为： t1时刻， 开关管Q1与开关管Q2的驱动电压VgsQ12下降至零， 开关管Q1与开关 管Q2的栅极和源极之间均没有电压信号， 0084 开关管Q1与开关管Q2同时断开， 0085 变换器形成三个回路电流iS2L1、 iS2L2和iS2L3， 0086 从输入电源的正极流出的电流流经电感L1， 电感L1充电， 电流由电容CQ1的正极流 向负极， 电容CQ1充电， 电流流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS2L1； 说明书 4/14 页 9 CN 109951072 。

33、A 9 0087 从输入电源的正极流出的电流， 由电容CQ2的正极流向负极， 电容CQ2充电， 电容CQ2 负极流出的电流分为两路， 一路流经电感L2， 电感L2充电， 流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS2L2； 0088 电容CQ2负极流出的另一路电流流入电容Ca的负极， 电容Ca正极流出的电流经过电 感L3， 电感L3充电， 并从电容CS的正极流向负极， 电容CS负极流出的电流从电容CQ1的正极流 向负极， 电容CQ1充电， 电流流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS2L3； 0089 当电容CQ1和电容CQ2两端电压增加到与电容Ca和电感L2两端电压之和一致， 同。

34、时电 感L3两端电压反向增加至与电容CS两端电压一致时即式中， 为电容CS的电压， 电容CQ1和电容CQ2充电完成； 0090 电容Ca为稳压电容， 当变换器达到稳态时， 电容Ca两端的电压近似保持不变； 0091 工作阶段S3： 电容CO向负载RL传输能量； 0092 具体为： t2时刻， 因电容CQ1和电容CQ2两端电压已增加到与Ca和电感L2两端电压之 和一致， 故二极管D与二极管Do均左侧电势高于右侧电势0.7V， 二极管D和二极管Do均导 通， 0093 变换器形成三个回路电流iS3L1、 iS3L2和iS3L3， 0094 从输入电源的正极流出的电流流经电感L1， 电感L1流出的电。

35、流分为两路， 一路通过 二极管D， 二极管D流出的电流分为两路， 一路流经电容Ca， 再经电感L2流回至输入电源的 负极即接地端， 形成回路电流iS3L1； 0095 电感L1流出的另一路电流， 正向流经电容CS， 流经二极管Do， 正向流经电容CO， 再经 电感L2流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS3L2； 0096 二极管D流出的另一路流入电容Ca的负极， 电容Ca正极流出的电流经过电感L3， 流 经二极管Do， 正向流经电容CO， 从电容Ca的负极流向Ca的正极， 再回到电感L3， 形成回路电流 iS3L3； 0097 流过二极管Da和二极管Do的电流呈线性减小， 直到电流。

36、减小为零时， 此模态结束， 此时电流iS3L3已经降到零以下； 0098 工作阶段S4： 电容CQ1和电容CQ2放电； 0099 t3时刻， 由于流过二极管Da和二极管Do的电流呈线性减小至零， 故二极管Da和二极 管Do， 0100 形成两个谐振回路， 0101 一个谐振回路为电容CQ1电容CS电感L3电容Ca电感L2电容CQ1， 0102 另一个谐振回路为电容CQ2电感L1电容CS电感L3电容Ca电容CQ2， 0103 当电容CQ1和电容CQ2谐振到零时此模态结束； 0104 故开关管Q1与开关管Q2的电压均为零， 当下一驱动信号到来时， 两开关管实现ZVS； 0105 工作阶段S5： 体。

37、二极管DQ1和体二极管DQ2续流； 0106 t4时刻， 并联电容CQ1和电容CQ2的电压已谐振至零， 后电容CQ1和电容CQ2两端电压极 性均发生改变， 0107 故开关管Q1与开关管Q2两端均存在反压， 0108 当开关管Q1与开关管Q2的源极和漏极之间的电势均达到0.7V时， 0109 体二极管DQ1和体二极管DQ2均开始导通， 说明书 5/14 页 10 CN 109951072 A 10 0110 故电感L1和电感L2两端的电压应力均等于输入电压Vin， 电感L1、 电感L2和电感L3均 开始存储能量， 流过电感L1、 电感L2和电感L3的电流线性增加； 0111 后续时刻循环重复工。

38、作阶段1至工作阶段5的工作状态， 0112 高升压比变换器的波形图如图7所示， 图7的波形图描绘了5个依次的工作阶段即 工作阶段S1至工作阶段S5的各元器件的工作状态： 0113 图7中波形图纵坐标参数中文含义分别为： 0114 VgsQ12： 开关管Q1与开关管Q2的驱动电压波形， 两者的驱动电压波形相同， 0115 VdsQ12： 开关管Q1与开关管Q2的漏源两端电压波形， 两者的电压波形相同， 0116 idsQ12： 流过开关管Q1与开关管Q2的电流， 两者的电流波形相同， 0117流过二极管Da和二极管Do的电流， 两者的电流波形相同， 0118 iCQ12： 流过电容CQ1和电容C。

39、Q2的电流， 两者的电流波形相同， 0119 iL1,L2： 流过电感L1和电感L2的电流， 两者的电流波形相同， 0120 VL1,L2： 电感L1和电感L2两端电压； 两者的电流波形相同， 0121 工作阶段S1： 初始时刻t0之前开关管Q1的体二极管DQ1与开关管Q2的体二极管DQ2均 导通， 使得两个开关管Q1与开关管Q2的漏极和源极两端均没有电势差， 0122 当输入电源工作即初始时刻t0时， 开关管Q1与开关管Q2的驱动信号到来， 0123 开关管Q1与开关管Q2同时零电压开通， 两个开关管的漏源极两端电压均为0， 二极 管D和二极管Do截止， 没有电流流过； 0124 电感L1和。

40、电感L2工作在CCM(Continuous Conduction Mode， 连续导通模式)状态， 电感L3工作在DCM(Discontinuous Conduction Mode， 非连续导通模式)状态， 0125 变换器形成三个回路电流iS1L1、 iS1L2和iS1L3， 0126 从输入电源的正极流出的电流流经电感L1， 电感L1充电， 通过开关管Q1的漏极流向 源极， 流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS1L1； 0127 从输入电源的正极流出的电流， 通过开关管Q2的漏极流向源极， 源极流出的电流 分为两路， 一路流经电感L2， 电感L2充电， 流回至输入电源的负极即接。

41、地端， 形成回路电流 iS1L2； 0128 开关管Q2源极流出的另一路流入电容Ca的负极， 电容Ca正极流出的电流经过电感 L3， 电感L3充电， 并从电容CS的正极流向负极， 电容CS负极流出的电流从开关管Q1的漏极流向 源极， 流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS1L3； 0129 电容CO向负载RL放电； 0130 且此工作阶段下具有如下关系式： 0131 电感L1、 电感L2和电感L3感值具有如下关系： 电感L1的感值电感L2的感值电感L3 的感值， 0132根据电感纹波电流计算公式此为公知常识， 代入上式可得， 0133 流过电感L1与电感L2的纹波电流相等， 均大于流。

42、过电感L3的纹波电流， 即iL1 iL2iL3， 0134 iL1为流过电感L1的纹波电流， 0135 iL2为流过电感L2的纹波电流， 说明书 6/14 页 11 CN 109951072 A 11 0136 iL3为流过电感L3的纹波电流； 0137 电感L1与电感L2经电源Vin充电， 其两端电压为Vin， 即VL1VL2Vin， 0138 VL1为电感L1的电压， 0139 VL2为电感L2的电压， 0140 Vin为输入电源的电压； 0141电感L3、 电容Ca、 电容CS和输入电源四者之间的电压关系为： 0142 VL3为电感L3的电压， 0143为电容Ca的电压， 0144为电容。

43、CS的电压。 0145 工作阶段S2： 0146 t1时刻， 开关管Q1与开关管Q2的驱动电压VgsQ12下降至零， 开关管Q1与开关管Q2的栅 极和源极之间均没有电压信号， 0147 开关管Q1与开关管Q2同时断开， 流经的电流为0， 0148 变换器形成三个回路电流iS2L1、 iS2L2和iS2L3， 0149 从输入电源的正极流出的电流流经电感L1， 电感L1充电， 电流由电容CQ1的正极流 向负极， 电容CQ1充电， 电流流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS2L1； 0150 从输入电源的正极流出的电流， 由电容CQ2的正极流向负极， 电容CQ2充电， 充电时 间很短约为。

44、1 s， 电容CQ2负极流出的电流分为两路， 一路流经电感L2， 电感L2充电， 流回至输 入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS2L2； 0151 电容CQ2负极流出的另一路电流流入电容Ca的负极， 电容Ca正极流出的电流经过电 感L3， 电感L3充电， 并从电容CS的正极流向负极， 电容CS负极流出的电流从电容CQ1的正极流 向负极， 电容CQ1充电， 充电时间很短约为1 s， 电流流回至输入电源的负极即接地端， 形成回 路电流iS2L3； 0152 当电容CQ1和电容CQ2两端电压增加到与电容Ca和电感L2两端电压之和一致， 同时电 感L3两端电压反向增加至与电容CS两端电压一致时即式。

45、中， 为电容CS的电压， 电容CQ1和电容CQ2充电完成； 0153 电容Ca为稳压电容， 当变换器达到稳态时， 电容Ca两端的电压近似保持不变； 0154 电容CQ1与电容CQ2充电过程中， VdsQ12均非线性上升， VL1,L2非线性下降， 充电电流 iCQ12为冲击电流， 根据在VdsQ12上升最快的时刻达到最大值； 0155 工作阶段S2中电感L1、 电感L2、 输入电源、 电容CQ1和电容CQ2之间的电压关系为： 0156式中，为电容CQ1的电压， 0157为电容CQ1的电压； 0158 工作阶段S2中电感L1、 电容Ca、 电容CS、 电容CQ1和电容CQ2之间的电压关系为： 说。

46、明书 7/14 页 12 CN 109951072 A 12 0159 工作阶段S3： 电容CO向负载RL传输能量； 0160 具体为： t2时刻， 因电容CQ1和电容CQ2两端电压已增加到与Ca和电感L2两端电压之 和一致， 故二极管D与二极管Do均左侧电势高于右侧电势0.7V， 二极管D和二极管Do均导 通， 0161 变换器形成三个回路电流iS3L1、 iS3L2和iS3L3， 0162 从输入电源的正极流出的电流流经电感L1， 电感L1流出的电流分为两路， 一路通过 二极管D， 二极管D流出的电流分为两路， 一路流经电容Ca， 再经电感L2流回至输入电源的 负极即接地端， 形成回路电流。

47、iS3L1； 0163 电感L1流出的另一路电流， 正向流经电容CS， 流经二极管Do， 正向流经电容CO， 再经 电感L2流回至输入电源的负极即接地端， 形成回路电流iS3L2； 0164 二极管D流出的另一路流入电容Ca的负极， 电容Ca正极流出的电流经过电感L3， 流 经二极管Do， 正向流经电容CO， 从电容Ca的负极流向Ca的正极， 再回到电感L3， 形成回路电流 iS3L3； 0165 流过二极管Da和二极管Do的电流呈线性减小， 直到电流减小为零时， 此工作阶段结 束， 此时电流iS3L3已经降到零以下； 0166 工作阶段S3中满足以下KVL(Kirchhoffs voltag。

48、e law， 基尔霍夫电压定律)方 程：且有VL3-VCS； 0167 Vo即为电容CO的电压； 0168 另外， 由于三个电感在各个模态中的工作状态相一致， 且在一周期内均满足伏秒 平衡， 因此其电压关系可以写为： VL3nVL1nVL2， VL1(S3)mVL1(S1)， VL2(S3)mVL2(S1)其中， VL1(S1)和VL1(S3)分别代表了工作阶段S1和工作阶段S3中电感L1的电压， VL2(S1)和VL2(S3)分别代 表了工作阶段S1和工作阶段S3中电感L2的电压； 式中： m和n为待定系数， m0。 则可以得到 在两个模态中满足： 0169 解得n2； 0170所以求得： 。

49、0171进而可以推出： 0172 工作阶段S3中二极管Da和二极管Do均导通， 电感L1、 电感L2和电感L3释放能量， 电感 L1、 电感L2和电感L3电流线性减小， 同时流过二极管的电流也线性减小， 呈三角波形状。 此阶 段， 电感L1两端电压和电感L2两端电压存在如下关系： 0173 0174 工作阶段S3中电容CQ1和电容CQ2均充电完成时存在如下关系： 0175 0176 工作阶段S4： 电容CQ1和电容CQ2放电； 说明书 8/14 页 13 CN 109951072 A 13 0177 t3时刻， 由于流过二极管Da和二极管Do的电流呈线性减小至零， 故二极管Da和二极 管Do，。

50、 0178 形成两个谐振回路， 0179 一个谐振回路为电容CQ1电容CS电感L3电容Ca电感L2电容CQ1， 0180 另一个谐振回路为电容CQ2电感L1电容CS电感L3电容Ca电容CQ2， 0181 两电容CQ分别与电感L1， L2发生谐振， 谐振过程， 开关管两端电压非线性下降， 电感 L1， L2两端电压非线性上升， 0182 当电容CQ1和电容CQ2谐振到零即VdsQ12谐振至零时此工作阶段结束， 0183 故VdsQ12谐振至零时开关管Q1与开关管Q2的电压均为零， 当下一驱动信号到来时， 两开关管实现ZVS； 0184 工作阶段S5： 体二极管DQ1和体二极管DQ2续流； 018。