无线电能传输恒压或恒流输出的频率在线检测电路.pdf

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1、(19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)实用新型专利 (10)授权公告号 (45)授权公告日 (21)申请号 201921655393.4 (22)申请日 2019.09.30 (73)专利权人 福州大学 地址 350108 福建省福州市闽侯县福州大 学城乌龙江北大道2号福州大学 (72)发明人 陈庆彬林腾陈为 (74)专利代理机构 福州元创专利商标代理有限 公司 35100 代理人 钱莉蔡学俊 (51)Int.Cl. G01R 23/07(2006.01) G01R 19/175(2006.01) B60L 53/12(2019.01) H02J 50/12(2016.01) (ESM。

2、)同样的发明创造已同日申请发明专利 (54)实用新型名称 一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率 在线检测电路 (57)摘要 本实用新型涉及一种无线电能传输恒压或 恒流输出的频率在线检测电路， 包括磁耦合系 统， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全 桥逆变电路、 原边补偿电容， 在磁耦合系统的接 收侧设有副边补偿电容、 整流电路、 滤波电路以 及锂电池组等负载等； 还包括控制模块、 PWM驱动 电路以及电流检测电路。 通过捕捉发射线圈的电 流频率， 可以在线式地检测发射侧的谐振频率。 权利要求书1页 说明书8页 附图5页 CN 211236016 U 2020.08.11 CN 21123。

3、6016 U 1.一种具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测电路， 包括磁耦 合系统， 其特征在于， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全桥逆变电路、 原边补偿电 容Cp， 在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cm、 整流电路、 滤波电路以及包括锂电池组 在内的负载； 还包括原边控制模块、 原边PWM驱动电路、 电流检测电路、 副边控制模块以及副 边PWM驱动电路； 所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端， 全桥逆变电路的一输出端 经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端， 全桥逆变电路的另一输出端连接至磁 耦合系统的发射侧另一端； 磁耦合系统的接收侧。

4、与所述副边补偿电容Cm并接， 并分别连接 至整流电路的两输入端， 整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载； 所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连接至原边控制模 块， 所述原边控制模块通过PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控制全桥逆变电路中开 关管的工作， 所述副边控制模块与原边控制模块通信相连， 所述副边控制模块通过副边PWM 驱动电路连接至整流电路， 用以控制整流电路中开关管的工作。 2.根据权利要求1所述的一种无线电能传输恒压输出的频率在线检测电路， 其特征在 于， 所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、 过零比较电路、 分压电。

5、 路， 所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流， 所述分压电路的输 出连接至原边控制模块； 所述原边控制模块采用DSP或单片机。 3.一种具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率在线检测电路， 包括磁耦 合系统， 其特征在于， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全桥逆变电路、 原边补偿电 容Cp， 在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cs、 整流电路、 开关管S5、 滤波电路以及包括 锂电池组在内的负载； 还包括原边控制模块、 原边PWM驱动电路、 电流检测电路、 副边控制模 块、 以及副边PWM驱动电路； 所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端， 。

6、全桥逆变电路的一输出端 经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端， 全桥逆变电路的另一输出端连接至磁 耦合系统的发射侧另一端； 磁耦合系统的接收侧的一端经所述副边补偿电容Cs、 开关管S5 连接至整流电路的一输入端， 磁耦合系统的接收侧的另一端连接至整流电路的另一输入 端， 整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载； 所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连接至原边控制模 块， 所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控制全桥逆变电路 中开关管的工作， 所述原边控制模块与副边控制模块通信相连， 所述副边控制模块通过副 边PWM驱动。

7、电路连接至整流电路中的开关管以及开关管S5， 用以控制整流电路中开关管的 工作以及开关管S5的工作。 4.根据权利要求3所述的一种无线电能传输恒流输出的频率在线检测电路， 其特征在 于， 所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、 过零比较电路、 分压电 路， 所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流， 所述分压电路的输 出连接至原边控制模块； 所述原边控制模块采用DSP或单片机。 权利要求书 1/1 页 2 CN 211236016 U 2 一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率在线检测电路 技术领域 0001 本实用新型涉及非接触式充电系统技术领域， 特别是一种无。

8、线电能传输恒压或恒 流输出的频率在线检测电路。 背景技术 0002 随着电动汽车产业的快速发展， 人们对充电系统的安全性、 便捷性提出了更高的 要求。 因此， 电动汽车的非接触式充电系统也得到了越来越广泛的应用。 它无须使用电缆将 车辆和供电电源连接即可快速充电， 可以在停车场、 住宅、 道路等各种场合为各类电动汽车 提供充电服务， 使随时随地充电变为可能。 0003 当前， 汽车无线(非接触式)充电主要有电磁感应、 磁场共振以及微波式三种， 其 中， 磁共振式充电在充电距离、 效率方面具有优势。 该技术是将发射线圈和接收线圈调校为 一个谐振系统， 当发射端的振荡频率和固有频率相同时， 两个线。

9、圈同时产生谐振从而实现 最大效率的能量传输。 0004 但是， 发射、 接收线圈会因为传输距离、 发热等因素使线圈的感量及补偿电容的容 值发生变化时， 共振的频率发生变化， 传输效率迅速降低。 因此， 需要增加一个控制电路来 调整发射线圈的振荡频率， 使原、 副两个单元的线圈工作于某一工作状态， 使系统获得较优 的输出性能。 0005 现有技术中存在基于锁相环的实时频率跟踪电路， 这种调谐方法利用锁相环闭环 反馈控制的特性， 根据发射端输出电流的频率控制PWM控制器输出驱动信号的频率， 从而使 系统发射端的工作频率始终与谐振频率相同。 在发射线圈侧检测谐振状态， 即使发射线圈 和接收线圈固有的。

10、谐振频率不一致， 也能通过调节频率的方式， 使得发射线圈和接收线圈 组成的线圈系统整体谐振， 减少了线圈固有谐振频率不一致带来的影响， 能够保证较大的 输出功率。 但基于锁相环的频率跟踪调谐方法无法保证发射线圈和接收线圈均处于谐振的 状态， 系统传输性能不能达到最优。 在负载电阻变化时无法保证输出电压或者电流恒定。 在 很多的电力电子应用场合中都需要有恒压或者恒流特性， 所以锁相环技术不能满足现在的 需求。 发明内容 0006 有鉴于此， 本实用新型的目的是提供一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率在 线检测电路， 通过本实用新型的电路， 能够检测发射侧线圈的电流， 为后续的电流频率检测 以及实。

11、现对发射端的振荡频率精确调节提供硬件电路。 0007 本实用新型采用以下方案实现： 一种具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输 出的频率在线检测电路， 包括磁耦合系统， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全桥逆 变电路、 原边补偿电容Cp， 在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cm、 整流电路、 滤波电路 以及包括锂电池组在内的负载； 还包括原边控制模块、 原边PWM驱动电路、 电流检测电路、 副 边控制模块以及副边PWM驱动电路； 说明书 1/8 页 3 CN 211236016 U 3 0008 所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端， 全桥逆变电路的一输 出端经原边补。

12、偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端， 全桥逆变电路的另一输出端连接 至磁耦合系统的发射侧另一端； 磁耦合系统的接收侧与所述副边补偿电容Cm并接， 并分别 连接至整流电路的两输入端， 整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负 载； 0009 所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连接至原边控制 模块， 所述原边控制模块通过PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控制全桥逆变电路中 开关管的工作， 所述副边控制模块与原边控制模块通信相连， 所述副边控制模块通过副边 PWM驱动电路连接至整流电路， 用以控制整流电路中开关管的工作。 0010 其中， 所述电流检测电。

13、路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、 过零比较电 路、 分压电路， 所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流， 所述分压 电路的输出连接至原边控制模块。 所述控制模块采用DSP或单片机。 0011 基于上述无线电能传输恒压输出的频率在线检测电路， 可以实现如下检测方法， 具体为： 通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率， 使全 桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率， 实现恒压输出。 0012 其中， 所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频 率， 具体包括以下步骤： 0013 步骤S1： 原边控制模块和副边控制模块通。

14、信， 令副边控制模块通过副边PWM驱动电 路向整流电路中的开关管施加PWM信号， 闭合整流电路中的开关管S5与开关管S7或闭合开 关管S6与开关管S8来使得磁耦合系统的接收侧被短路； 其中， 所述S5、 S6、 S7、 S8为整流电路 中的开关管， S5的一端与S7的一端相连、 S6的一端与S8的一端相连并分别作为整流电路的 两个输出端， S5的另一端与S6的另一端相连、 S7的另一端与S8的另一端相连， 并分别作为整 流电路的两个输入端； 0014 步骤S2： 原边控制模块通过原边PWM驱动电路向全桥逆变电路中的开关管施加PWM 信号， 闭合开关管S1与开关管S4或闭合开关管S2与开关管S3。

15、， 使输入直流电压源施加在补 偿电容Cp及磁耦合系统上； 其中， 所述S1、 S2、 S3、 S4为全桥逆变电路中的开关管， S1的一端 与S3的一端相连、 S2的一端与S4的一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端， S1的 另一端与S2的另一端相连、 S3的另一端与S4的另一端相连并作为全桥逆变电路的两个输出 端； 0015 步骤S3： 检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容Cp的电流IL的频率， 该IL的频率 即为Cp与Lpk的谐振频率。 0016 进一步地， 步骤S3具体为， 采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容 的电流IL， 然后转化为幅值在零上下变化的电压信号， 再进入过。

16、零比较电路中， 在正电压时 刻输出高电平， 在负电压时刻输出为零， 得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号； 过零比较 电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围， 最后信号进入到控 制模块的CAP捕捉单元中， 得到一个周期波形的计数值， 计算出这一个周期的时间， 再转化 为谐振频率。 0017 本实用新型还提供了一种具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率 在线检测电路， 包括磁耦合系统， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全桥逆变电路、 说明书 2/8 页 4 CN 211236016 U 4 原边补偿电容Cp， 在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cs、 整流。

17、电路、 开关管S5、 滤波电 路以及包括锂电池组在内的负载； 还包括原边控制模块、 原边PWM驱动电路、 电流检测电路、 副边控制模块、 以及副边PWM驱动电路； 0018 所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端， 全桥逆变电路的一输 出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端， 全桥逆变电路的另一输出端连接 至磁耦合系统的发射侧另一端； 磁耦合系统的接收侧的一端经所述副边补偿电容Cs、 开关 管S5连接至整流电路的一输入端， 磁耦合系统的接收侧的另一端连接至整流电路的另一输 入端， 整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载； 0019 所述电流检测电路的输入。

18、端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连接至原边控制 模块， 所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控制全桥逆变电 路中开关管的工作， 所述原边控制模块与副边控制模块通信相连， 所述副边控制模块通过 副边PWM驱动电路连接至整流电路中的开关管以及开关管S5， 用以控制整流电路中开关管 的工作以及开关管S5的工作。 0020 其中， 所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、 过零比较电 路、 分压电路， 所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流， 所述分压 电路的输出连接至原边控制模块。 所述控制模块采用DSP或单片机。 0021 基于上述的。

19、无线电能传输恒流输出的频率在线检测电路， 本实用新型可以实现如 下检测方法， 具体为： 通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振 频率， 使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率， 实现恒流输出。 0022 其中， 所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率 具体包括以下步骤： 0023 步骤S1： 原边控制模块和副边控制模块通信， 令副边控制模块向开关管S5的驱动 电路施加PWM， 断开开关管S5使得磁耦合系统的接收侧被开路； 0024 步骤S2： 原边控制模块通过原边PWM驱动电路向全桥逆变电路中的开关管施加 PWM， 闭合S1与S4或闭合S。

20、2与S3， 使直流电压源施加在补偿电容及磁耦合系统上； 其中， S1、 S2、 S3、 S4为全桥逆变电路中的开关管， S1的一端与S3的一端相连、 S2的一端与S4的一端相 连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端， S1的另一端与S2的另一端相连、 S3的另一端与 S4的另一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输出端； 0025 步骤S3： 检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容Cp的电流IL， 检测IL的频率， 该 IL的频率即为Cp与Lp的谐振频率。 0026 进一步地， 所述步骤S3具体为采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电 容的电流IL， 然后转化为幅值在零上下变化的电压信号， 再。

21、进入过零比较电路中， 在正电压 时刻输出高电平， 在负电压时刻输出为零， 得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号； 过零比 较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围， 最后信号进入到 控制模块的CAP捕捉单元中， 得到一个周期波形的计数值， 计算出这一个周期的时间， 再转 化为谐振频率。 0027 与现有技术相比， 本实用新型具有以下有益效果： 通过本实用新型的电路， 能够检 测发射侧线圈的电流， 为后续的电流频率检测以及实现对发射端的振荡频率精确调节提供 硬件电路。 说明书 3/8 页 5 CN 211236016 U 5 附图说明 0028 图1为本实用新型实施例的磁耦合。

22、系统等效模型， 其中(a)为耦合互感模型， (b)为 变压器漏感模型。 0029 图2为本实用新型实施例的SP型漏感补偿等效模型。 0030 图3为本实用新型实施例的PP型漏感补偿等效模型。 0031 图4为本实用新型实施例的PP型漏感补偿等效变换模型。 0032 图5为本实用新型实施例的SS型补偿拓扑。 0033 图6为本实用新型实施例的PS型补偿拓扑。 0034 图7为本实用新型实施例的PS型等效变换补偿拓扑。 0035 图8为本实用新型实施例的的具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出频率 在线检测电路。 0036 图9为本实用新型实施例的恒压输出型的发射侧原边等效电路(SP补偿结构。

23、)。 0037 图10为本实用新型实施例的恒压输出型的发射侧原边等效电路(PP补偿结构)。 0038 图11为本实用新型实施例的具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出频率 在线检测电路。 0039 图12为本实用新型实施例的恒流输出型的发射侧原边等效电路(SS补偿结构)。 0040 图13为本发明实施例的恒流输出型的发射侧原边等效电路(PS补偿结构)。 0041 图14为本实用新型实施例的过零比较电路。 0042 图15为本实用新型实施例的分压电路。 具体实施方式 0043 下面结合附图及实施例对本实用新型做进一步说明。 0044 如图1所示， 无线电能传输系统的磁耦合系统一般由两线圈组。

24、成， 可用耦合互感模 型(图1中的(a)与变压器漏感模型(图1中的(b)来描述。 耦合互感模型有3参数， 变压器漏 感模型有4参数， 因此通过二端口网络理论， 得出二者各自的阻抗参数方程。 根据阻抗参数 矩阵相等， 可以得到磁耦合系统在变压器漏感模型下的参数具有公式一的特性， 即原边等 效漏感Lpk， 激磁电感Lm， 副边等效漏感Lsk为电压转换比n的函数。 0045 0046 为了建立获得恒压型输出的谐振拓扑， 采用补偿漏感的方式。 将磁耦合系统等效 为变压器漏感模型， 根据公式(一)， 可得出当原副边电压转换比nLs/M时， 漏感模型中感 量参数如下公式： 说明书 4/8 页 6 CN 2。

25、11236016 U 6 0047 0048 由于副边等效漏感不存在， 因此无需串联补偿电容， 而是采用并联补偿电容Cm同Lm 谐振， 减小Lm所消耗的无功能量； 原边加入谐振电容Cp， 该电容同原边等效漏感Lpk谐振， 参 数按式(三)设计。 因此就可构成一个串/并补偿网络， 如图2所示。 负载Ro两端等效为施加电 压源， 因此该系统具有输出恒压特性。 0049 0050 而对于输入端为电流源型逆变器等效电流源Iin， 如图3所示。 利用戴维南定理将电 流源Iin与电容Cp并联电路等效为电压源与电容Cp串联的结构， 如图4所示， 利用漏感 补偿的原理将Cp与Lpk谐振， Cm与Lm谐振， 因。

26、此构成一个并/并补偿网络。 负载Re两端等效为施 加电压源系统具有恒压输出的特性。 0051 可见， SP和PP结构中Cp与Lpk谐振的作用是使电路实现恒压输出， 而Cm与Lm谐振的作 用是减小电路的无功分量从而提高系统的整体效率。 因此， 只要能保证Cp与Lpk谐振则系统 可以实现恒压输出。 传统的锁相环控制技术并不能保证Cp与Lpk谐振， 因而无法获得恒压输 出的特性。 0052 因此， 如图8所示， 本实施例提出一种具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输 出的频率在线检测电路， 包括磁耦合系统， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全桥逆 变电路、 原边补偿电容Cp， 在磁耦合系统。

27、的接收侧设有副边补偿电容Cm、 整流电路、 滤波电路 以及包括锂电池组在内的负载； 还包括原边控制模块、 原边PWM驱动电路、 电流检测电路、 副 边控制模块以及副边PWM驱动电路； 0053 所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端， 全桥逆变电路的一输 出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端， 全桥逆变电路的另一输出端连接 至磁耦合系统的发射侧另一端； 磁耦合系统的接收侧与所述副边补偿电容Cm并接， 并分别 连接至整流电路的两输入端， 整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负 载； 0054 所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连接至。

28、原边控制 模块， 所述原边控制模块通过PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控制全桥逆变电路中 开关管的工作， 所述副边控制模块与原边控制模块通信相连， 所述副边控制模块通过副边 PWM驱动电路连接至整流电路， 用以控制整流电路中开关管的工作。 说明书 5/8 页 7 CN 211236016 U 7 0055 在本实施例中， 所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、 过 零比较电路、 分压电路， 所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流， 所述分压电路的输出连接至原边控制模块。 0056 在本实施例中， 基于上述无线电能传输恒压输出的频率在线检测电路的检测方 。

29、法， 具体为： 通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率， 使 全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率， 实现恒压输出。 0057 其中， 所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频 率， 具体包括以下步骤： 0058 步骤S1： 原边控制模块和副边控制模块通信成功后， 副边控制模块通过控制整流 电路中的开关管的状态来使得磁耦合系统的接收侧被短路； 具体控制副边侧开关管S5、 S7 或S6、 S8的驱动电路施加脉冲， 使S5、 S7或S6、 S8导通； 其中， 所述S5、 S6、 S7、 S8为整流电路中 的开关管， S5的一端与S7的一端。

30、相连、 S6的一端与S8的一端相连并分别作为整流电路的两 个输出端， S5的另一端与S6的另一端相连、 S7的另一端与S8的另一端相连， 并分别作为整流 电路的两个输入端； 0059 步骤S2： 待副边开关管动作结束后， 控制原边侧开关管S1、 S4或S2、 S3的驱动电路 施加一定的驱动电平， 使开关管S1、 S4或S2、 S3导通， 使输入直流电压源施加在补偿电容Cp 及磁耦合系统上； 此时， 副边侧被短路， 激磁电感Lm两端电压为零， 因此也被短路； 其中， 所 述S1、 S2、 S3、 S4为全桥逆变电路中的开关管， S1的一端与S3的一端相连、 S2的一端与S4的一 端相连并分别作为。

31、全桥逆变电路的两个输入端， S1的另一端与S2的另一端相连、 S3的另一 端与S4的另一端相连并作为全桥逆变电路的两个输出端； 0060 其中， 恒压输出型的发射侧原边等效电路SP补偿结构和PP补偿结构分别如图9与 图10所示； 0061 步骤S3： 检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容的电流IL， 检测IL的频率， 该IL 的频率即为Cp与Lpk的谐振频率。 由于实际电路中的绕组电阻r不可忽略， 所得到的电路是 RLC二阶电路。 流经该电路的电流IL波形是幅值衰减、 周期恒定的正弦波， 但因r值较小该周 期近似等同于LC回路的谐振周期。 经过检测可获得IL的频率， 该频率即为Cp与Lpk的谐。

32、振频 率， 也是需要采用的逆变器工作频率。 0062 在本实施例中， 步骤S3具体为， 采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿 电容的电流IL， 然后转化为幅值在零上下变化的电压信号， 再进入过零比较电路中， 在正电 压时刻输出高电平， 在负电压时刻输出为零， 得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号； 过零 比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围， 最后信号进入 到控制模块的CAP捕捉单元中， 得到一个周期波形的计数值， 计算出这一个周期的时间， 再 转化为谐振频率。 因此， 由DSP或单片机向发射侧的开关管驱动电路发送和该谐振频率相同 频率的PWM波， 开关管工作在。

33、和固有频率相同的振荡频率下， 实现了频率跟踪的目的。 此外， 选择DSP作为主控制器， 主要实现信号捕捉， 数字处理和发送PWM脉冲等功能； 信号处理电路 由分压电路、 过零比较电路组成。 0063 为了建立获得恒流型输出的谐振拓扑， 采用补偿自感的方式。 将磁耦合系统等效 为耦合互感模型。 Cp为原边补偿电容， Cs为副边补偿电容。 使Cp与Lp谐振， Cs与Ls谐振， 即 w2CpLp1， w2CsLs1。 因此就可构成一个串/串补偿网络， 如图5所示。 负载Ro输入的电流等 说明书 6/8 页 8 CN 211236016 U 8 效为电流源因此该系统具有输出恒流特性。 0064 而对于。

34、输入端为电流源型逆变器等效电流源Iin， 如图6所示。 利用戴维南定理将电 流源Iin与电容Cp并联电路等效为电压源与电容Cp串联的结构， 如图7所示， 使Cp与Lp谐 振， Cs与Ls谐振， 因此构成一个并/串补偿网络。 负载Ro输入的电流等效为电流源 因此该系统具有输出恒流特性。 0065 在SS和PS补偿结构中Cp与Lp谐振的作用是使电路实现恒流输出， 而Cs与Ls谐振的 作用是减小电路的无功分量从而提高系统的整体效率。 因此， 只要能保证Cp与Lp谐振则系统 可以实现恒流输出。 传统的锁相环控制技术并不能保证Cp与Lp谐振， 因而无法获得恒流输出 的特性。 0066 因此如图11所示，。

35、 本实施例还提供了一种具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒 流输出的频率在线检测电路， 包括磁耦合系统， 在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、 全 桥逆变电路、 原边补偿电容Cp， 在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cs、 整流电路、 开关 管S5、 滤波电路以及包括锂电池组在内的负载； 还包括原边控制模块、 原边PWM驱动电路、 电 流检测电路、 副边控制模块、 以及副边PWM驱动电路； 0067 所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端， 全桥逆变电路的一输 出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端， 全桥逆变电路的另一输出端连接 至磁耦合系统的发射侧另一端； 磁耦。

36、合系统的接收侧的一端经所述副边补偿电容Cs、 开关 管S5连接至整流电路的一输入端， 磁耦合系统的接收侧的另一端连接至整流电路的另一输 入端， 整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载； 0068 所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连接至控制模 块， 所述控制模块通过PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控制全桥逆变电路中开关管 的工作。 0069 其中， 发射侧为直流电压源， 加上四组开关管S1-S4构成全桥逆变电路； 接收侧由 整流模块电流再经过由L1、 C0组成的滤波电路传给锂电池组等负载。 在开始充电前， 开关管 S5断开。 0070 在本实施中。

37、， 所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧， 输出端连 接至原边控制模块， 所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路， 用以控 制全桥逆变电路中开关管的工作， 所述原边控制模块与副边控制模块通信相连， 所述副边 控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路中的开关管以及开关管S5， 用以控制整流 电路中开关管的工作以及开关管S5的工作。 0071 在本实施例中， 基于上文所述的无线电能传输恒流输出的频率在线检测电路的检 测方法， 具体为： 通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频 率， 使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率， 实现恒流输出。。

38、 0072 其中， 所述实时检测原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率 具体包括以下步骤： 0073 步骤S1： 原边控制模块和副边控制模块通信成功后， 副边控制模块通过控制开关 说明书 7/8 页 9 CN 211236016 U 9 管S5关断来使得磁耦合系统的接收侧被开路； 0074 步骤S2： 给原边侧开关管S1、 S4或S2、 S3的驱动电路施加PWM， 使开关管S1、 S4或S2、 S3导通， 使得直流电压源施加在补偿电容及磁耦合系统上； 同时由于副边没有电流经过， 不 会在原边产生磁通量， 即原边只有线圈自感Lp。 由于实际电路中的绕组电阻r不可忽略， 所 得到。

39、的电路是RLC二阶电路。 流经该电路的电流IL波形是幅值衰减、 周期恒定的正弦波， 但 因r值较小该周期近似等同于LC回路的谐振周期。 经过检测可获得IL的频率， 该频率即为Cp 与Lp的谐振频率， 也是需要采用的逆变器工作频率。 其中， 恒流输出型的发射侧原边等效电 路SS补偿结构与PS补偿结构分别如图12与图13所示； 0075 步骤S3： 检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容的电流IL， 检测IL的频率， 该IL 的频率即为Cp与Lp的谐振频率。 0076 在本实施例中， 所述步骤S3具体为采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补 偿电容的电流IL， 然后转化为幅值在零上下变化的电压信号。

40、， 再进入过零比较电路中， 在正 电压时刻输出高电平， 在负电压时刻输出为零， 得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号； 过 零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围， 最后信号进 入到控制模块的CAP捕捉单元中， 得到一个周期波形的计数值， 计算出这一个周期的时间， 再转化为谐振频率。 恒流输出型的发射侧原边等效电路和恒压输出型近似， 区别在于此时 原边为自感； 其频率跟踪方案和恒压输出型一致。 0077 较佳的， 在本实施例中， 所述控制模块可以采用DSP， 型号为TMS320F28335。 也可以 采用单片机。 0078 综上， 对于SP、 PP补偿结构其实现恒压输。

41、出的条件是： 使Cp与Lpk产生谐振； 而SS、 PS 补偿结构实现恒流输出的条件是： 使Cp与Lp产生谐振。 因此， 实时检测Cp与Lpk的谐振频率 (SP、 PP补偿结构)及Cp与Lp的谐振频率(SS、 PS补偿结构)， 并使逆变器的工作频率等于该谐 振频率时， 系统可以获得恒压或恒流输出特性。 0079 特别的， 在本实施例中， 如图14所示， 所述过零比较电路使用的是低时延的比较 器， 用来将正弦信号调整为方波信号， 比较器的电源电压VCC为5V。 比较器A1的同相输入端为 霍尔传感器输出的电压； A1的反相输入端接地。 当A1同相输入端比反相输入端电位高， 比较 器的输出将是高电平。。

42、 当同相输入端比反相输入端电位低， 比较器输出低电平. 0080 如图15所示， 方波通过R1、 R2的分压电路得到输出幅值为3V的方波， 能够送入DSP 的CAP捕获单元， 再由DSP对CAP端捕获的信号进行判断处理。 CAP能捕获输入波形的边沿， 并 记录边沿之间的时间， 故CAP可用于测量数字信号的周期。 将CAP捕获单元设置为上升沿触 发模式， 设置通用定时器为时基， 一个计数周期记为T0。 在第二个上升沿捕获到的计数器的 值N1， 通过TN1T0可换算为电压频率的周期。 计算得出此时谐振频率f1/T。 最后， 由 DSP向发射侧的开关管驱动电路发送和该谐振频率相同频率的PWM波， 令。

43、开关管S1-S4工作 在和固有频率相同的振荡频率下， 实现了频率跟踪的目的。 0081 值得一提的是， 本实用新型保护的是硬件结构， 至于控制方法与检测方法不要求 保护。 以上仅为本实用新型实施例中一个较佳的实施方案。 但是， 本实用新型并不限于上述 实施方案， 凡按本实用新型方案所做的任何均等变化和修饰， 所产生的功能作用未超出本 方案的范围时， 均属于本实用新型的保护范围。 说明书 8/8 页 10 CN 211236016 U 10 图1 图2 图3 图4 说明书附图 1/5 页 11 CN 211236016 U 11 图5 图6 图7 说明书附图 2/5 页 12 CN 211236016 U 12 图8 图9 图10 说明书附图 3/5 页 13 CN 211236016 U 13 图11 图12 图13 说明书附图 4/5 页 14 CN 211236016 U 14 图14 图15 说明书附图 5/5 页 15 CN 211236016 U 15 。