基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法.pdf

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1、(19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 (10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201911115636.X (22)申请日 2019.11.14 (71)申请人 东北电力大学 地址 132012 吉林省吉林市船营区长春路 169号 (72)发明人 刘鸿鹏张伟张书鑫 (74)专利代理机构 哈尔滨市松花江专利商标事 务所 23109 代理人 董玉娇 (51)Int.Cl. G01R 31/00(2006.01) G01R 19/00(2006.01) (54)发明名称 基于消除无源器件的方式分析电力电子器 件应力的方法 (57)摘要 基于消除无源器件的方式分析。

2、电力电子器 件应力的方法,涉及开关变换器应力分析领域。 解决了现有电力电子电路中电子器件电压电流 应力分析方法， 求解电子器件电压应力和电流应 力过程复杂的问题。 本发明方法包括如下过程： 步骤一、 通过去除开关变换器电路中电容支路的 方式， 获得开关变换器电路中各电子器件的电流 值， 实现对电子器件的电流应力的分析； 步骤二、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获 得开关变换器电路中各电子器件的电压值， 实现 对电子器件的电压应力的分析， 从而完成对开关 变换器电路中各电子器件的电压电流应力分析。 主要用于对开关变换器电路中电子器件应力分 析。 权利要求书2页 说明书9页 附图5页 。

3、CN 110780141 A 2020.02.11 CN 110780141 A 1.基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 该方法用于对含有电感、 电容和二极管的开关变换器电路中的电子器件电压、 电流应力的分析； 其特征在于， 该方法包括如下过程： 步骤一、 通过去除开关变换器电路中电容支路的方式， 获得开关变换器电路中各电子 器件的电流值， 实现对电子器件的电流应力的分析； 步骤二、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获得开关变换器电路中各电子 器件的电压值， 实现对电子器件的电压应力的分析， 从而完成对开关变换器电路中各电子 器件的电压电流应力分析。 2.根据权利要求。

4、1所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 其 特征在于， 步骤一中， 通过去除开关变换器电路中电容支路的方式， 获得开关变换器电路中 各电子器件的电流值的具体过程为： 步骤一一、 去除开关变换器电路中电容支路， 获得简化后的电路； 步骤一二、 对简化后的电路平均化， 获得平均电流等效电路； 步骤一三、 通过平均电流等效电路， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电 流的关系方程； 步骤一四、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流 的关系方程； 步骤一五、 由于一个开关周期内的电感电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中 相同， 一个开关周期内。

5、的二极管平均电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同， 则， 通过步骤一三和步骤一四中的两个关系方程， 获得一个开关周期内的电感电流值和二 极管平均电流值； 步骤一六、 在开关变换器电路中， 根据一个开关周期内的电感电流值以及基尔霍夫电 流定律， 求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电流值。 3.根据权利要求2所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 其 特征在于， 步骤一四中， 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平 均电流的关系方程的具体过程为： 步骤一四一、 当开关变换器电路处于直通状态时， 获得直通状态下， 一个开关周期内的 电感电。

6、流与二极管电流的关系方程； 当开关变换器电路处于非直通状态时， 获得非直通状态下， 一个开关周期内的电感电 流与二极管电流的关系方程； 步骤一四二、 根据直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程、 以及非直通状态 下的电感电流与二极管电流的关系方程， 获得一个开关周期内电感电流与二极管平均电流 的关系方程。 4.根据权利要求1所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 其 特征在于， 步骤二中、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获得开关变换器电路中 各电子器件的电压值的具体过程为： 步骤二一、 短路开关变换器电路中电感支路， 获得简化后的电路； 步骤二二、 对简化后的。

7、电路平均化， 获得平均电压等效电路； 步骤二三、 通过平均电压等效电路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电 权利要求书 1/2 页 2 CN 110780141 A 2 压的关系方程； 步骤二四、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压 的关系方程； 步骤二五、 由于一个开关周期内的电容电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中 相同， 一个开关周期内的二极管平均电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同， 则， 通过步骤二三和步骤二四中的两个关系方程， 获得一个开关周期内的电容电压值和二 极管平均电压值； 步骤二六、 在开关变换器电路中， 根据一个开关周。

8、期内的电容电压值以及基尔霍夫电 压定律， 求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电压值。 5.根据权利要求4所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 其 特征在于， 步骤二四中、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平 均电压的关系方程的具体过程为： 步骤二四一、 当开关变换器电路处于直通状态时， 获得直通状态下， 一个开关周期内的 电容电压与二极管电压的关系方程； 当开关变换器电路处于非直通状态时， 获得非直通状态下， 一个开关周期内的电容电 压与二极管电压的关系方程； 步骤二四二、 根据直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程、 以及非直通。

9、状态 下的电容电压与二极管电压的关系方程， 获得一个开关周期内电容电压与二极管平均电压 的关系方程。 权利要求书 2/2 页 3 CN 110780141 A 3 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法 技术领域 0001 本发明涉及开关变换器应力分析领域。 背景技术 0002 图1和图2为对器件电压电流应力的传统电力电子分析法的实施流程。 这套分析方 法结合了实际应用的需求， 利用了大容量无源器件在一个开关周期内能量几乎不变的特 性， 将电感电流和电容电压等状态变量约等为常数， 使得在分析电力电子电路时不用求解 复杂的微分方程。 但是， 通过传统分析方法分析多状态变量多模态电路时依。

10、然显得较为复 杂。 0003 以图3所示的高升压比Y源逆变器(High Step-Up Y-Source Inverter,HS-YSI)为 例， 其具有三个主要工作模态。 根据传统电力电子电路分析方法实施流程， 在每个模态下都 需要求解出流过四个电容C1， C2， C3， C4的电流表达式和在三个电感Lin， Lf， Lo两端的电压表达 式， 这一过程中至少需要列写3721个表达式。 同时， 由于HS-YSI的电路结构较为复杂， 独特的耦合电感结构也使得不同状态变量之间相互耦合， 因此， 要得出上面21个表达式还 需要借助数量不等的KCL、 KVL与耦合电感电流、 电压关系式进行求解。 最后。

11、， 对每个电感列 写伏秒平衡积分式， 对每个电容列写安秒平衡积分式， 会得到7个线性方程。 而这7个线性方 程的求解过程较为复杂， 故以上问题亟需解决。 发明内容 0004 本发明是为了现有电力电子电路中电子器件电压电流应力分析方法， 求解电子器 件电压应力和电流应力过程复杂的问题， 本发明提供了一种基于消除无源器件的方式分析 电力电子器件应力的方法。 0005 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 该方法用于对含有电 感、 电容和二极管的开关变换器电路中的电子器件电压、 电流应力的分析； 0006 该方法包括如下过程： 0007 步骤一、 通过去除开关变换器电路中电容支路的方式。

12、， 获得开关变换器电路中各 电子器件的电流值， 实现对电子器件的电流应力的分析； 0008 步骤二、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获得开关变换器电路中各 电子器件的电压值， 实现对电子器件的电压应力的分析， 从而完成对开关变换器电路中各 电子器件的电压电流应力分析。 0009 优选的是， 步骤一中， 通过去除开关变换器电路中电容支路的方式， 获得开关变换 器电路中各电子器件的电流值的具体过程为： 0010 步骤一一、 去除开关变换器电路中电容支路， 获得简化后的电路； 0011 步骤一二、 对简化后的电路平均化， 获得平均电流等效电路； 0012 步骤一三、 通过平均电流等效电路。

13、， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平 均电流的关系方程； 说明书 1/9 页 4 CN 110780141 A 4 0013 步骤一四、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均 电流的关系方程； 0014 步骤一五、 由于一个开关周期内的电感电流在开关变换器电路和平均电流等效电 路中相同， 一个开关周期内的二极管平均电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相 同， 则， 通过步骤一三和步骤一四中的两个关系方程， 获得一个开关周期内的电感电流值和 二极管平均电流值； 0015 步骤一六、 在开关变换器电路中， 根据一个开关周期内的电感电流值以及基尔霍 夫电流定律， 。

14、求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电流值。 0016 优选的是， 步骤一四中， 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电感电流与 二极管平均电流的关系方程的具体过程为： 0017 步骤一四一、 当开关变换器电路处于直通状态时， 获得直通状态下， 一个开关周期 内的电感电流与二极管电流的关系方程； 0018 当开关变换器电路处于非直通状态时， 获得非直通状态下， 一个开关周期内的电 感电流与二极管电流的关系方程； 0019 步骤一四二、 根据直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程、 以及非直通 状态下的电感电流与二极管电流的关系方程， 获得一个开关周期内电感电流与二极管平均。

15、 电流的关系方程。 0020 优选的是， 步骤二中、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获得开关变换 器电路中各电子器件的电压值的具体过程为： 0021 步骤二一、 短路开关变换器电路中电感支路， 获得简化后的电路； 0022 步骤二二、 对简化后的电路平均化， 获得平均电压等效电路； 0023 步骤二三、 通过平均电压等效电路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平 均电压的关系方程； 0024 步骤二四、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均 电压的关系方程； 0025 步骤二五、 由于一个开关周期内的电容电压在开关变换器电路和平均电压等效电 路中相同，。

16、 一个开关周期内的二极管平均电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相 同， 则， 通过步骤二三和步骤二四中的两个关系方程， 获得一个开关周期内的电容电压值和 二极管平均电压值； 0026 步骤二六、 在开关变换器电路中， 根据一个开关周期内的电容电压值以及基尔霍 夫电压定律， 求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电压值。 0027 优选的是， 步骤二四中、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电容电压与 二极管平均电压的关系方程的具体过程为： 0028 步骤二四一、 当开关变换器电路处于直通状态时， 获得直通状态下， 一个开关周期 内的电容电压与二极管电压的关系方程； 00。

17、29 当开关变换器电路处于非直通状态时， 获得非直通状态下， 一个开关周期内的电 容电压与二极管电压的关系方程； 0030 步骤二四二、 根据直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程、 以及非直通 状态下的电容电压与二极管电压的关系方程， 获得一个开关周期内电容电压与二极管平均 说明书 2/9 页 5 CN 110780141 A 5 电压的关系方程。 0031 本发明带来的有益效果是， 本发明方法是考虑到电路中需要求解的状态变量在一 个开关周期内可以认为是不变的常量， 因此， 这些状态变量可以直接由平均化后电路中的 物理量来表示。 而对电流分析来说， 如果对流过电容支路的电流进行平均化， 。

18、由于能量平 衡， 流过电容支路的开关平均电流必然为零， 因此电容支路是可以从平均化后的电路中去 除的。 而对电压分析来说， 如果对电感两端的电压进行平均化， 由于能量平衡， 加在电感两 端的一个开关周期内的平均电压必然是零， 因此， 电感支路是可以从平均化后的电路中短 路的。 故， 本发明方法中所需要分析的电路被极大地简化了， 这使得各个状态变量之间的关 系变得更加清晰， 另一方面， 本发明中不需要像传统方法一样去求复杂的伏秒平衡和安秒 平衡积分式， 这也为工程计算带来了极大的便利性， 简化了分析过程。 附图说明 0032 图1为传统的对电力电子电路中器件电流应力分析方法的流程图； 0033 。

19、图2为传统的对电力电子电路对器件电压应力分析方法的流程图； 0034 图3为高升压比Y源逆变器(High Step-Up Y-Source Inverter,HS-YSI)电路的原 理示意图； 0035 图4为高升压比Y源逆变器的平均电流模型等效电路的原理示意图； 0036 图5为高升压比Y源逆变器的平均电压模型等效电路的原理示意图； 0037 图6 HS-YSI的直流链电压实验波形。 0038 图7 HS-YSI的电容电压波形， 0039 图8本发明所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法的流程 图。 具体实施方式 0040 下面将结合本发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的。

20、技术方案进行清楚、 完 整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于 本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其 它实施例， 都属于本发明保护的范围。 0041 需要说明的是， 在不冲突的情况下， 本发明中的实施例及实施例中的特征可以相 互组合。 0042 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明， 但不作为本发明的限定。 0043 本实施例所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法， 该方法 用于对含有电感、 电容和二极管的开关变换器电路中的电子器件电压、 电流应力的分析； 0044 该方法包括。

21、如下过程： 0045 步骤一、 通过去除开关变换器电路中电容支路的方式， 获得开关变换器电路中各 电子器件的电流值， 实现对电子器件的电流应力的分析； 0046 步骤二、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获得开关变换器电路中各 电子器件的电压值， 实现对电子器件的电压应力的分析， 从而完成对开关变换器电路中各 电子器件的电压电流应力分析。 说明书 3/9 页 6 CN 110780141 A 6 0047 本发明方法是考虑到电路中需要求解的状态变量在一个开关周期内可以认为是 不变的常量， 因此， 这些状态变量可以直接由平均化后电路中的物理量来表示。 而对电流分 析来说， 如果对流过电。

22、容支路的电流进行平均化， 由于能量平衡， 流过电容支路的开关平均 电流必然为零， 因此电容支路是可以从平均化后的电路中去除的。 而对电压分析来说， 如果 对电感两端的电压进行平均化， 由于能量平衡， 加在电感两端的一个开关周期内的平均电 压必然是零， 因此， 电感支路是可以从平均化后的电路中短路的。 故， 本发明方法中所需要 分析的电路被极大地简化了， 这使得各个状态变量之间的关系变得更加清晰， 另一方面， 本 发明中不需要像传统方法一样去求复杂的伏秒平衡和安秒平衡积分式， 这也为工程计算带 来了极大的便利性， 简化了分析过程。 0048 优选实施方式为， 步骤一中， 通过去除开关变换器电路中。

23、电容支路的方式， 获得开 关变换器电路中各电子器件的电流值的具体过程为： 0049 步骤一一、 去除开关变换器电路中电容支路， 获得简化后的电路； 0050 步骤一二、 对简化后的电路平均化， 获得平均电流等效电路； 0051 步骤一三、 通过平均电流等效电路， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平 均电流的关系方程； 0052 步骤一四、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均 电流的关系方程； 0053 步骤一五、 由于一个开关周期内的电感电流在开关变换器电路和平均电流等效电 路中相同， 一个开关周期内的二极管平均电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相 同， 。

24、则， 通过步骤一三和步骤一四中的两个关系方程， 获得一个开关周期内的电感电流值和 二极管平均电流值； 0054 步骤一六、 在开关变换器电路中， 根据一个开关周期内的电感电流值以及基尔霍 夫电流定律， 求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电流值。 0055 优选实施方式为， 步骤一四中， 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电感 电流与二极管平均电流的关系方程的具体过程为： 0056 步骤一四一、 当开关变换器电路处于直通状态时， 获得直通状态下， 一个开关周期 内的电感电流与二极管电流的关系方程； 0057 当开关变换器电路处于非直通状态时， 获得非直通状态下， 一个开关周。

25、期内的电 感电流与二极管电流的关系方程； 0058 步骤一四二、 根据直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程、 以及非直通 状态下的电感电流与二极管电流的关系方程， 获得一个开关周期内电感电流与二极管平均 电流的关系方程。 0059 参见图8说明本实施例的优选实施方式， 本优选实施方式为： 0060 步骤二中、 通过短路开关变换器电路中电感支路的方式， 获得开关变换器电路中 各电子器件的电压值的具体过程为： 0061 步骤二一、 短路开关变换器电路中电感支路， 获得简化后的电路； 0062 步骤二二、 对简化后的电路平均化， 获得平均电压等效电路； 0063 步骤二三、 通过平均电压等效电。

26、路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平 均电压的关系方程； 说明书 4/9 页 7 CN 110780141 A 7 0064 步骤二四、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均 电压的关系方程； 0065 步骤二五、 由于一个开关周期内的电容电压在开关变换器电路和平均电压等效电 路中相同， 一个开关周期内的二极管平均电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相 同， 则， 通过步骤二三和步骤二四中的两个关系方程， 获得一个开关周期内的电容电压值和 二极管平均电压值； 0066 步骤二六、 在开关变换器电路中， 根据一个开关周期内的电容电压值以及基尔霍 夫电压定律，。

27、 求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电压值。 0067 优选实施方式为， 步骤二四中、 通过开关变换器电路， 构建一个开关周期内的电容 电压与二极管平均电压的关系方程的具体过程为： 0068 步骤二四一、 当开关变换器电路处于直通状态时， 获得直通状态下， 一个开关周期 内的电容电压与二极管电压的关系方程； 0069 当开关变换器电路处于非直通状态时， 获得非直通状态下， 一个开关周期内的电 容电压与二极管电压的关系方程； 0070 步骤二四二、 根据直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程、 以及非直通 状态下的电容电压与二极管电压的关系方程， 获得一个开关周期内电容电压与二。

28、极管平均 电压的关系方程。 0071 对比本传统的安秒平衡和伏秒平衡原则求解法与本发明提出的无源器件消去的 方式求解器件应力的方法， 传统的方法中， 电容电流与电感电压求解过程中需进行积分求 取， 该过程含有大量的计算， 也是容易产生错误的步骤； 本发明通过消除无源器件的方式求 取器件的应力， 只需仅需简单的几个公式即可求解。 显然， 本发明提出的无源器件消去法更 为简单， 这主要也是因为无源器件消去法仅考虑电路的平均稳态值， 不必考虑器件的动态 过程。 0072 具体应用： 0073 采用本发明方法对图3所述的HS-YSI进行分析， HS-YSI中Vin表示输入电压， Lin表 示输入电感，。

29、 N1、 N2和N3分别为HS-YSI中三端耦合电感的三个绕组的线圈匝数， D1和D2均为 HS-YSI的二极管， C1、 C2、 C3和C4表示HS-YSI的电容， Lo表示输出电感， idc表示直流母线电流， 逆变桥由开关管S1， S2， S3， S4组成， 后接输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf。 0074 假设输入电感Lin、 输出电感Lo、 三端耦合电感的等效励磁电感LM以及电容C1、 C2、 C3、 C4的值比较大， 因此， 电感电流和电容电压可以认为是恒定的。 0075 (一)对电子器件进行电流应力分析 0076 对高升压比Y源逆变器应用安秒平衡原则来化简图3电路， 于是在一个开。

30、关周期里 电容的平均电流等于0， 因此， 电容C1、 C2、 C3、 C4的电流将不影响其它元器件的平均电流。 也 就是说， 在分析一个开关周期的平均电流时， 电容所在的支路可以被移除； 0077 故， 通过本发明方法对电子器件进行电流应力分析时， 首先， 简化高升压比Y源逆 变器的结构， 即： 去除图3中电容支路， 得到简化后的电路， 根据简化后的电路获得平均电流 模型等效电路， 具体参见图4， 在平均电流模型等效电路的一个开关周期里各电容的平均电 流等于0， 即： 0078 TTTT表示电容C1在一个开关周期T内的电流平均值； 0080 iC2T表示电容C2在一个开关周期T内的电流平均值；。

31、 0081 iC3T表示电容C3在一个开关周期T内的电流平均值； 0082 iC4T表示电容C4在一个开关周期T内的电流平均值； 0083 等效电路中器件的电流(或电压)就是该器件在原电路下的一个开关周期内的平 均电流(或电压)； 无论是在图3所示电路或是图4所示电路中， 电感电流恒定不变； 0084 根据图4所示的平均电流模型等效电路， 得到图如下公式(2)至公式(4)所示的关 系式： 0085 iD1TT i3TT idcTIin (2)； 0086 ILoIin (3)； 0087 TT+IM (4)； 0088 其中， T表示x变量在一个开关周期内的平均值； 0089 iD1表示流过二。

32、极管D1的电流； 0090 IM表示流经等效电路中三端耦合电感的励磁电感LM的电流； 0091 i1表示等效电路中流经三端耦合电感中匝数为N1的线圈的电流； 0092 i1表示等效电路中流经三端耦合电感中匝数为N1的线圈的电流与流经三端耦合电 感的等效励磁电感LM的电流和； 0093 i3表示等效电路中流经三端耦合电感中匝数为N3的线圈的电流； 0094 iD2表示流过二极管D2的电流； 0095 Iin表示流经输入电感Lin的电流； 0096 ILo表示流经输出电感Lo的电流； 0097 关系式(2)至(4)中， 体现了等效电路中电感电流与二极管电流的关系， 此外， 虽然 三端耦合电感中的线。

33、圈N2， 因为在电容C1支路中而被消去了， 但是剩下的线圈N1和N3仍然是 耦合的， 因此， 一定满足公式5的所示关系： 0098 N1T+N3T0 (5)； 0099 将式(2)和式(4)代入式(5)， 于是可以得到等效电路中电感电流与二极管平均电 流的关系， 如式(6)和式(7)： 0100 N1(T-IM)+N3T0 (6)； 0101 0102 与其它阻抗源逆变器类似， 高升压比Y源逆变器也分为直通和非直通两个模态， 在 图3所示的高升压比Y源逆变器(即： 原电路)处于直通模态时， 直流母线电流idc可以表示为： 0103 idcILo+Iin+i3 (8)； 0104 在图3所示的高。

34、升压比Y源逆变器的直通模态中， 满足： 0105 N1i1+(N3-N2)i30 (9)； 0106 i1-IM (10)； 0107 在图3所示的高升压比Y源逆变器(即： 原电路)处于直通模态时， 逆变器稳定输出， 流经滤波电感Lf后连接交流负载， 此时电路中逆变桥后级部分可以等效为仅仅由滤波电感 Lf构成的输出结构， 流经该电感Lf的电流即为输出电流Io； 进一步简化后， 可以将非直通状 说明书 6/9 页 9 CN 110780141 A 9 态下的逆变桥及其后级部分等效为一个恒定的电流源， 恒定的电流源的电流为Io。 因此， 直 流母线电流idc在非直通状态下等于Io； 0108 因此。

35、， 综上直通模态和非直通状态下， 将公式(10)带入公式(9)后， 再带入公式 (8)， 可得到高升压比Y源逆变器在原拓扑结构下的直流母线电流平均值T； 0109其中， d为中间变量，T1为逆变器直通状态的时间， T2为非直通状态 的时间， T为开关周期； 0110 再将公式(2)、 (3)和(7)带入公式(11)， 进一步得到Io； 0111 0112其中， K为三端耦合电感的匝数比， 且 0113 由式(3)、 式(7)和式(12)所示的三个电感电流恒定值， 即可， 推导电路中其它元器 件的电流应力。 0114 (二)对电子器件进行电压应力分析 0115 对高升压比Y源逆变器应用伏秒平衡原。

36、则来化简电路， 于是在一个开关周期里电 感的平均电压等于0， 因此， 电感电压将不影响其它元器件的平均电压。 所以， 在分析一个开 关周期的平均电压时， 电感可以被等效为导线； 0116 因此， 可以得到如图5所示的平均电压模型等效电路。 0117 故， 通过本发明方法对电子器件进行电压应力分析时， 首先， 简化高升压比Y源逆 变器的结构， 即： 短路图3中电感支路， 得到简化后的电路， 根据简化后的电路获得平均电压 模型等效电路， 具体参见图5， 在平均电压模型等效电路的一个开关周期里各电感的平均电 压等于0， 即： 0118 0119其中，表示输入电感Lin在一个开关周期T内的电压平均值；。

37、 0120表示三端耦合电感中匝数为N1的线圈在一个开关周期T内的电压平均值； 0121表示三端耦合电感中匝数为N2的线圈在一个开关周期T内的电压平均值； 0122表示三端耦合电感中匝数为N3的线圈在一个开关周期T内的电压平均值； 0123表示输出电感Lo在一个开关周期T内的电压平均值； 0124 在图3所示高升压比Y源逆变器处于直通模态时， 可以推出二极管vD1、 vD2两端的电 压表达式： 0125 vD1VC2+K(VC1+VC4) (14)； 说明书 7/9 页 10 CN 110780141 A 10 0126 vD2VC3+VC4 (15)； 0127 其中， vD1表示二极管D1两。

38、端的电压； 0128 VC2表示电容C2两端的电压； 0129K表示三端耦合电感的匝数比， 且 0130 VC1表示电容C1两端的电压； 0131 VC4表示电容C4两端的电压； 0132 vD2表示二极管D2两端的电压； 0133 VC3表示电容C3两端的电压； 0134 在图3所示高升压比Y源逆变器处于非直通模态时， 可以证明二极管两端电压几乎 为零， 因此， 在一个开关周期内， 两个二极管两端的平均电压T、 T可以表示为： 0135 TdVC2+K(VC1+VC4) (16)； 0136 Td(VC3+VC4) (17)； 0137其中， 公式(16)由公式(14)获得， 公式(17)由。

39、公式(15)获得，T1为逆 变器直通状态的时间， T2为非直通状态的时间， T为开关周期； 0138 对图5所示的平均电压等效模型应用KVL方程(即： 基尔霍夫电压定律)即可求解出 四个电压恒定值， 即： 0139 VC1T+Vin (18)； 0140 VC2T (19)； 0141 VC3VC1+T (20)； 0142 VC4T (21)； 0143 将式(16)代入式(18)至式(19)， 式(17)代入式(20)至式(21)于是可以得到C1、 C2、 C3和C4上的电压： 0144 VC1(1-2d)BVin (22)； 0145 VC2dKBVin (23)； 0146 VC3(1。

40、-d)BVin (24)； 0147 VC4dBVin (25)； 0148其中， d为中间变量，T1为逆变器直通状态的时间， T2为非直通状态的 时间， T为开关周期； 0149是逆变器的升压比； 0150 因此， 可根据上述求得的电容电压值， 推导电路中其它元器件的电电压应力。 0151 如图6所示是HS-YSI的直流链电压实验波形。 从图中可以看到HS-YSI的直流链电 压最高值在200V左右， 与理论电压非常接近。 0152 图7为HS-YSI的电容电压波形， 电容C1， C2， C3和C4上的平均电压分别为150V、 69V、 176V和20V， 这个结果与理论公式(22)至(25)。

41、所计算出来的结果VC1152V， VC272V， VC3 176V， VC424V是相符的。 这验证了理论分析的正确性。 说明书 8/9 页 11 CN 110780141 A 11 0153 更值得一提的是， 提出的方法可以推广应用于所有开关变换器的电压电流应力分 析。 表1列出了本发明与传统电力电子分析方法所需的方程数。 通过对比可以发现， 新方法 和传统方法对于T源逆变器、 源逆变器、 Y源逆变器、 Buck、 Boost这几种较为简单的拓扑结构 所需方程数几乎相同。 而新方法对于HS-YSI这种为复杂的拓扑结构具有很大的优势， 所需 方程数不到传统方法的一半。 事实上， 新方法仅需要分。

42、析二极管不同模态的电流和电压， 而 传统方法需要分析每个电容上流过电流以及每个电感两端承受的电压。 在实际电路中， 二 极管的数目往往较少， 而且不需要特意去计算其关断电流和导通电压(均为零)， 因此， 分析 二极管无疑比分析无源器件简单很多。 0154 表1本发明与传统电力电子分析方法所需方程数 0155 0156 虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明， 但是应该理解的是， 这些实 施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。 因此应该理解的是， 可以对示例性的实施例进行 许多修改， 并且可以设计出其它的布置， 只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神 和范围。 应该理解的是， 可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权 利要求和本文中所述的特征。 还可以理解的是， 结合单独实施例所描述的特征可以使用在 其它所述实施例。 说明书 9/9 页 12 CN 110780141 A 12 图1 图2 说明书附图 1/5 页 13 CN 110780141 A 13 图3 图4 说明书附图 2/5 页 14 CN 110780141 A 14 图5 图6 说明书附图 3/5 页 15 CN 110780141 A 15 图7 说明书附图 4/5 页 16 CN 110780141 A 16 图8 说明书附图 5/5 页 17 CN 110780141 A 17 。