开关元件的控制装置.pdf

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1、(19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 (10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201911087202.3 (22)申请日 2019.11.08 (30)优先权数据 2018-214257 2018.11.15 JP (71)申请人 三菱电机株式会社 地址 日本东京 (72)发明人 金田充高桥彻雄曾根田真也 上马场龙 (74)专利代理机构 北京天昊联合知识产权代理 有限公司 11112 代理人 何立波张天舒 (51)Int.Cl. H02M 7/00(2006.01) H01L 29/739(2006.01) (54)发明名称 开关元件的控制装置 (57)。

2、摘要 提供抑制了内置的反向导通二极管正向导 通时的导通损耗的开关元件的控制装置。 对内置 了反向导通二极管的开关元件进行控制的开关 元件的控制装置具备： 电压检测电路， 其对开关 元件的第1以及第2主电极之间的电压进行检测； 比较器电路， 其将由电压检测电路检测出的检测 电压和阈值电压进行比较； 以及驱动电路， 其对 开关元件的驱动进行控制， 比较器电路在检测电 压超过所述阈值电压的情况下， 以不向开关元件 赋予接通信号的方式对驱动电路进行控制。 权利要求书1页 说明书7页 附图7页 CN 111193417 A 2020.05.22 CN 111193417 A 1.一种开关元件的控制装置，。

3、 其对内置了反向导通二极管的开关元件进行控制， 该开关元件的控制装置具备： 电压检测电路， 其对所述开关元件的第1以及第2主电极间的电压进行检测； 比较器电路， 其对由所述电压检测电路检测出的检测电压和阈值电压进行比较； 以及 驱动电路， 其对所述开关元件的驱动进行控制， 所述比较器电路在所述检测电压超过所述阈值电压的情况下， 以不向所述开关元件赋 予接通信号的方式对所述驱动电路进行控制。 2.根据权利要求1所述的开关元件的控制装置， 其中， 所述电压检测电路构成为， 在向所述第1以及第2主电极施加了相对于所述反向导通二极管而言的正偏置的情况 下， 将所述检测电压向所述比较器电路输入， 在向所。

4、述第1以及第2主电极之间施加了相对于所述开关元件而言的正偏置的情况下， 不将所述检测电压向所述比较器电路输入。 3.根据权利要求2所述的开关元件的控制装置， 其中， 所述电压检测电路具有匝数比为1比1的脉冲变压器， 将所述脉冲变压器的初级绕组与所述第1以及第2主电极连接， 次级绕组的输出经由以 在施加了相对于所述开关元件而言的所述正偏置的情况下切断所述检测电压的方式连接 的二极管而赋予至所述比较器电路。 4.根据权利要求1所述的开关元件的控制装置， 其中， 所述比较器电路在所述检测电压超过所述阈值电压的情况下， 将输出信号作为低电位 信号而向设置于所述驱动电路的前级的逻辑AND电路输入， 所述。

5、驱动电路构成为在逻辑AND电路的输出信号是低电位信号的情况下不进行动作。 5.根据权利要求1所述的开关元件的控制装置， 其中， 所述比较器电路使所述阈值电压为PN结的内建电位电压。 6.根据权利要求1所述的开关元件的控制装置， 其中， 就所述开关元件而言， 所述反向导通二极管的形成区域与所述开关元件的形成区域在 俯视观察时以条带状交替地排列， 所述反向导通二极管的形成区域的条带宽度以及所述开关元件的形成区域的条带宽 度设定为如下大小， 即， 在向所述开关元件赋予了所述接通信号的状态下， 如果在所述第1 以及第2主电极之间施加相对于所述反向导通二极管而言的正偏置， 则发生骤回。 权利要求书 1/。

6、1 页 2 CN 111193417 A 2 开关元件的控制装置 技术领域 0001 本发明涉及开关元件的控制装置， 特别地， 涉及内置了反向导通二极管而构成的 开关元件的控制装置。 背景技术 0002 近年来， 从节能的观点出发， 逆变器电路正被广泛用于家电产品以及工业用电力 装置的控制等。 逆变器电路通过利用功率半导体装置反复进行电压或者电流的接通和断 开， 从而进行电力的控制， 但在额定电压大于或等于300V的情况下， 根据其特性而主要使用 绝缘栅型双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor： IGBT)。 0003 逆变器电路大多主要用于感应电动机等。

7、感应性负载的驱动， 但在这种情况下， 由 于从感应负载产生反电动势， 因此为了使从该反电动势产生的电流回流， 需要与IGBT反向 并联地设置的反向导通二极管。 0004 就至今为止的逆变器装置而言， IGBT与反向导通二极管分体地设置， 但如今， 以逆 变器装置的小型轻量化为目标， 将反向导通二极管与IGBT一体地构成而单芯片化的反向导 通绝缘栅型双极晶体管(Reverse Conducting IGBT： RC-IGBT)正得到开发、 实用化。 0005 但是， RC-IGBT存在如下现象， 即， 如果在反向导通二极管的正向动作时IGBT成为 接通状态， 则反向导通二极管的导通损耗增加， 例。

8、如， 在专利文献1(现有技术)中公开了如 下技术， 即， 设置在反向导通二极管的正向动作时使得栅极电压不被施加至RC-IGBT的控制 电路。 0006 但是， 就专利文献1所公开的技术而言， 认为由于在电流流过反向导通二极管之后 控制起作用， 因此在电流没有流过二极管的状态下控制不起作用， 无法抑制导通损耗。 0007 专利文献1： 日本特开2009-99690号公报 发明内容 0008 本发明就是为了解决上述这样的问题而提出的， 其目的在于提供抑制了内置的反 向导通二极管正向导通时的导通损耗的开关元件的控制装置。 0009 本发明涉及的开关元件的控制装置对内置了反向导通二极管的开关元件进行控。

9、 制， 该开关元件的控制装置具备： 电压检测电路， 其对所述开关元件的第1以及第2主电极间 的电压进行检测； 比较器电路， 其对由所述电压检测电路检测出的检测电压和阈值电压进 行比较； 以及驱动电路， 其对所述开关元件的驱动进行控制， 所述比较器电路在所述检测电 压超过所述阈值电压的情况下， 以不向所述开关元件赋予接通信号的方式对所述驱动电路 进行控制。 0010 发明的效果 0011 根据本发明涉及的开关元件的控制装置， 在由电压检测电路检测出的检测电压超 过比较器电路的阈值电压的情况下， 不向开关元件提供接通信号， 因而能够抑制内置的反 向导通二极管正向导通时的导通损耗。 说明书 1/7 。

10、页 3 CN 111193417 A 3 附图说明 0012 图1是表示RC-IGBT的结构的局部剖面图。 0013 图2是对RC-IGBT的反向导通二极管的导通动作进行说明的剖面图。 0014 图3是对逆变器电路的半桥电路进行说明的图。 0015 图4是示意性地示出由感应性负载与反向导通二极管形成闭合回路， 电流回流的 状态的图。 0016 图5是示意性地示出在RC-IGBT形成了沟道区域的状态的图。 0017 图6是表示RC-IGBT的单元区域的俯视图。 0018 图7是表示RC-IGBT的单元区域的俯视图。 0019 图8是表示RC-IGBT的反向导通二极管的导通特性的图。 0020 图。

11、9是表示RC-IGBT的反向导通二极管的导通特性的图。 0021 图10是表示本发明涉及的实施方式1的控制装置的结构的框图。 0022 图11是表示本发明涉及的实施方式1的控制装置中的二极管电压检测电路以及比 较器电路的结构的一个例子的图。 0023 图12是表示本发明涉及的实施方式1的控制装置中的比较器电路的结构的另外的 例子的图。 0024 标号的说明 0025 13IGBT区域， 14二极管区域， 100RC-IGBT， 101脉冲变压器， 102钳位二极管， DD二极 管电压检测电路， CC比较器电路， G1逻辑AND电路， GC栅极驱动电路。 具体实施方式 0026 实施方式1 00。

12、27 图1是将反向导通二极管与IGBT一体地构成的反向导通绝缘栅型双极晶体管 (Reverse Conducting IGBT： RC-IGBT)100的单元区域的局部剖面图。 0028 如图1所示， 就RC-IGBT 100而言， 在包含较低浓度(N-)的N型杂质的半导体层1的 上层部， 设置有通过扩散P型杂质而形成的基极层2。 并且， 在IGBT区域13(开关元件的形成 区域)的基极层2的上层部， 选择性地设置有多个包含较高浓度(N+)的N型杂质的发射极层 3。 0029 并且， 在IGBT的形成区域即IGBT区域13， 设置有多个沿厚度方向贯通发射极层3以 及基极层2、 且深度从发射极层。

13、3的最表面到达半导体层1内的沟槽4。 在反向导通二极管的 形成区域即二极管区域14也设置有多个沟槽4， 但沟槽4仅贯通基极层2。 此外， 在图1中， IGBT区域13和二极管区域14各示出1个， 但这是局部图， 如后面所说明的那样， 在单元区域 分别交替地设置多个IGBT区域13和二极管区域14。 0030 在各沟槽4的内部， 隔着绝缘性的栅极氧化膜6而填埋有IGBT的沟槽栅极电极5， 在 IGBT的接通动作时， 在与沟槽4的侧面的栅极氧化膜6接触的基极层2的表面内， 即在存在于 栅极氧化膜6的侧面的发射极层3与半导体层1之间的基极层2的表面内形成沟道区域。 0031 在IGBT区域13， 沟。

14、槽栅极电极5的上表面及其周围被绝缘膜7覆盖， 发射极电极8 (第1主电极)设置于包含绝缘膜7的基极层2的上表面， 还与发射极层3接触。 另外， 发射极电 极8还设置于二极管区域14的包含沟槽栅极电极5上表面的基极层2上表面， 在二极管区域 说明书 2/7 页 4 CN 111193417 A 4 14， 作为反向导通二极管的阳极电极而起作用。 0032 在半导体层1的与基极层2的设置侧相反侧的主面(背面)的表面内， 在IGBT区域13 设置有包含P型杂质的集电极层9， 在二极管区域14设置有包含N型杂质的阴极层10。 并且， 在集电极层9以及阴极层10之上设置有包含N型杂质的缓冲层12。 00。

15、33 另外， 在半导体层1的与发射极电极8的设置侧相反侧的主面(背面)之上， 以将集 电极层9以及阴极层10覆盖的方式设置有集电极(collector)电极(electrode)11(第2主电 极)。 集电极电极11在二极管区域14作为反向导通二极管的阴极电极而起作用。 0034 接下来， 使用图2对RC-IGBT 100的反向导通二极管的导通动作进行说明。 如果在 发射极电极8与集电极电极11之间施加超过反向导通二极管的阈值的正向偏置电压即阳极 电压(VAK)， 则从阴极层10向半导体层1注入电子15， 并且从基极层2向半导体层1注入空穴 (hole)16。 由此， 正向电压(VF)大幅度地。

16、下降， 从阳极向阴极流过电流。 0035 在将RC-IGBT 100组装于桥电路而构成了逆变器电路的情况下， 在反向导通二极 管正向导通的状态下有时在发射极电极8与沟槽栅极电极5之间施加电压(接通信号)。 以 下， 对这样的情况进行说明。 0036 在图3中简化示出逆变器电路的1个桥臂的半桥电路。 如图3所示， 在与电源PW的正 极连接的高电位侧(P侧)的主电源线PL和与电源PW的负极连接的低电位侧(N侧)的主电源 线NL之间串联连接RC-IGBT 1P以及RC-IGBT 1N而构成半桥电路。 0037 RC-IGBT 1P的集电极与主电源线PL连接， 发射极与RC-IGBT 1N的集电极连接。

17、， RC- IGBT 1N的发射极与主电源线NL连接， RC-IGBT 1P与RC-IGBT 1N的连接节点ND成为半桥电 路的输出节点。 并且， 在连接节点ND与主电源线PL之间连接有感应性负载LD。 0038 通常， 向逆变器电路的P侧的晶体管施加的栅极信号与向N侧的晶体管施加的栅极 信号是互补地赋予的， 因此使用逻辑NOT电路来生成。 即， 在作为P侧的晶体管的栅极信号而 输入了接通信号的情况下， N侧的晶体管的栅极信号输入的是使P侧的晶体管的栅极信号通 过逻辑NOT电路而反转后的断开信号。 0039 在作为RC-IGBT 1P以及RC-IGBT 1N而使用图1所示的RC-IGBT 10。

18、0的情况下， 在向 RC-IGBT 1P的反向导通二极管流过正向的导通电流的情况下， 如由图4的箭头所示， 由感应 性负载LD和反向导通二极管形成闭合回路， 电流回流。 此时， 如果RC-IGBT 1N接通， 则电流 流过RC-IGBT 1N， 在RC-IGBT 1P的反向导通二极管不流过电流。 即， 为了在RC-IGBT 1P的反 向导通二极管流过电流， RC-IGBT 1N必须为断开， 在RC-IGBT 1N的栅极信号经由逻辑NOT电 路而成为断开信号的情况下， RC-IGBT 1P的栅极信号成为接通信号。 这样， 在反向导通二极 管正向导通的期间， 有时向并联的IGBT输入接通信号。 0。

19、040 如果向IGBT输入接通信号， 则如使用图1所说明的那样， 在与沟槽4的侧面的栅极 氧化膜6接触的基极层2的表面内形成沟道区域。 图5示意性地示出该状态。 0041 如图5所示， 从阴极层10向半导体层1注入的电子15不流过基极层2， 而是流过在与 沟槽4的侧面的栅极氧化膜6接触的基极层2的表面内形成的沟道区域17， 因此发生骤回， 超 过反向导通二极管的阈值的正向偏置电压即阳极电压(VAK)大幅度地上升， 反向导通二极管 的导通损耗增大。 0042 该正向偏置电压的上升也受到IGBT区域13与二极管区域14的配置状态的影响。 以 下对该影响进行说明。 说明书 3/7 页 5 CN 11。

20、1193417 A 5 0043 图6以及图7是表示在使IGBT区域13以及二极管区域14的俯视观察时的宽度变化 而配置的情况下的RC-IGBT的单元区域的俯视图。 0044 图6以及图7是将图1所示的IGBT区域13以及二极管区域14缩小而作为条带状的区 域示出的图， 对于包含沟槽栅极电极5的各种电极等， 省略图示。 0045 在图6中， IGBT区域13的宽度W1形成为大至二极管区域14的宽度W2的数倍， 并且， 形成为大至图7所示的IGBT区域13的宽度W11的数倍以上。 另外， 二极管区域14的宽度W2形 成为大至图7所示的二极管区域14的宽度W12的数倍以上。 0046 在图8以及图。

21、9分别针对具有图6以及图7所示的配置的RC-IGBT， 示出其反向导通 二极管的导通特性。 在图8以及图9中， 在横轴示出阳极电压VAKV， 在纵轴示出导通电流IAK A。 另外， 在图8以及图9中， 将在反向导通二极管的导通时在RC-IGBT的发射极电极与栅极 电极之间未施加栅极-发射极间电压、 即栅极电压VGE的情况下(VGE0V)的特性由实线示 出， 将作为栅极电压VGE而施加了通常的驱动电压即15V的情况下(VGE15V)的特性由虚线 示出。 0047 在图8中， 对于VGE0V的情况下的特性与VGE15V的情况下的特性而言， 未发现大 的差异， 都示出通常的二极管特性。 0048 另。

22、一方面， 在图9中， VGE0V的情况下的特性是通常的二极管特性， 但VGE15V的 情况是发生了骤回的特性。 骤回在超过二极管的PN结的内建电位前持续发生， 超过PN结的 内建电位才开始流过电流。 在图9中， 在阳极电压上升至图的大致中央之后， 开始流过导通 电流IAK， 骤回电压是VGE0V的情况下的开启电压的4倍左右的值。 并且， 维持高的电压， 电 流增加， 因此导通损耗变大。 0049 这样， 如果使IGBT区域13与二极管区域14的条带宽度过小， 则在反向导通二极管 的导通时， 如果向RC-IGBT施加栅极电压VGE则发生骤回， 反向导通二极管的导通损耗变大。 0050 因此， I。

23、GBT区域13与二极管区域14需要大于或等于某种程度的宽度。 如果考虑到 散热性， 则条带宽度窄是有利的， 但就RC-IGBT而言， 存在由该骤回的发生导致的二极管导 通损耗的增大， 因此无法缩小条带宽度。 0051 如前所述， 在现有技术中， 在反向导通二极管的正向动作时， 以不向RC-IGBT施加 栅极电压的方式， 在RC-IGBT设置二极管电流的感测元件， 对流过反向导通二极管的电流进 行检测而进行控制， 因而在电流没有流过反向导通二极管的骤回期间不起作用。 0052 装置结构 0053 图10是表示本发明涉及的实施方式1的控制装置1000的结构的框图。 如图10所示， 控制装置1000。

24、例如将图1所示的RC-IGBT 100作为控制对象开关元件， 具有二极管电压检测 电路DD、 比较器电路CC、 逻辑AND电路G1以及栅极驱动电路GC。 0054 二极管电压检测电路DD对在RC-IGBT 100内置的反向导通二极管的阳极-阴极间 电压(VAK)进行检测， 将检测电压向比较器电路CC输出。 这里， 构成为， 在作为VAK而施加负偏 置(反向偏置)的情况下， 即， 在向IGBT的集电极-发射极间电压(VCE)施加正偏置(正向偏置) 的情况下， 不向比较器电路CC输出电压。 0055 比较器电路CC构成为， 在输入的VAK超过预先确定的阈值电压的情况下， 将从比较 器电路CC输出的。

25、输出信号S10作为低电位(Low)信号而输入至逻辑AND电路G1的一个输入， 除此以外， 将输出信号S10作为高电位(High)信号而输出。 说明书 4/7 页 6 CN 111193417 A 6 0056 将栅极信号S1输入至逻辑AND电路G1的另一个输入， 在逻辑AND电路G1中， 进行栅 极信号S1与比较器电路CC的输出信号S10之间的AND运算， 将基于运算结果的输出信号S20 向栅极驱动电路GC输入。 0057 栅极驱动电路GC基于从逻辑AND电路G1输入的输出信号S20， 将RC-IGBT 100的接 通信号或者断开信号输出。 0058 此外， RC-IGBT 100呈将使用图7。

26、说明过的IGBT区域13以及二极管区域14的条带宽 度变窄而提高了散热性的结构， 是在反向导通二极管的导通时， 在向RC-IGBT 100施加了栅 极电压的情况下发生骤回的构造。 0059 动作 0060 接下来， 对图10所示的控制装置1000的动作进行说明。 作为前提， 在作为RC-IGBT 100的集电极-发射极间电压(VCE)而施加了负偏置(反向偏置)的情况下， 即在作为反向导通 二极管的阳极-阴极间电压(VAK)而施加了正偏置(正向偏置)的情况下， 二极管电压检测电 路DD将检测电压始终向比较器电路CC输入， 但在作为VCE而施加了正偏置的情况下， 二极管 电压检测电路DD不将检测电。

27、压向比较器电路CC输出。 0061 由此， RC-IGBT 100作为晶体管的通常的通断动作不被比较器电路CC阻碍。 0062 在图10中， 即使在作为内置的反向导通二极管的VAK而施加了正偏置的情况下， 在 不向RC-IGBT 100施加栅极电压的情况下(VGE0V)， 也如在图9中由实线示出的那样， 成为 通常的二极管特性， 因此， 由控制装置1000进行的控制不起作用。 0063 另一方面， 在作为反向导通二极管的VAK而施加了正偏置， 向RC-IGBT 100施加了栅 极电压的情况下(VGE15V)， 也如在图9中由虚线示出的那样， 发生骤回， 在超过反向导通二 极管的PN结的内建电位。

28、之前持续发生。 0064 在作为反向导通二极管的VAK而施加正偏置的情况下， 二极管电压检测电路DD始终 将VAK向比较器电路CC输入， 因而在输入的VAK由于骤回而超过了比较器电路CC的基准电压 的情况下， 比较器电路CC将输出信号S10作为低电位信号而输入至逻辑AND电路G1的一个输 入。 0065 只要向逻辑AND电路G1输入低电位信号， 则无论向逻辑AND电路G1输入的栅极信号 S1是高电位信号还是低电位信号， 逻辑AND电路G1的输出信号S20都是低电位信号。 0066 在逻辑AND电路G1的输出信号S20是低电位信号的情况下， 通过以栅极驱动电路GC 不进行动作的方式构成， 从而不。

29、向RC-IGBT 100施加栅极电压。 由此， 在反向导通二极管的 导通时， 如在图9中由实线示出的未向RC-IGBT 100施加栅极电压的情况(VGE0V)那样， 成 为通常的二极管特性， 能够降低反向导通二极管的导通损耗。 0067 这样， 就实施方式1的控制装置1000而言， 在发生骤回的期间中， 即， 在想要在反向 导通二极管流过电流但还未超过PN结的内建电位的期间中， 对阳极-阴极间电压进行检测， 以不向RC-IGBT 100施加栅极电压的方式进行反馈控制， 因而能够抑制内置的反向导通二 极管正向导通时的导通损耗。 0068 另外， 如前所述， RC-IGBT 100呈将使用图7说明。

30、过的IGBT区域13以及二极管区域 14的条带宽度变窄而提高了散热性的结构， 与使用图6说明过的IGBT区域13以及二极管区 域14的条带宽度宽的情况相比， 能够将由反向导通二极管的导通损耗所产生的热更高效地 散热。 说明书 5/7 页 7 CN 111193417 A 7 0069 例如， 在使IGBT区域13与二极管区域14的面积比为7： 3的情况下， 在面积比例为3 成的反向导通二极管导通的期间， 面积比例为7成的IGBT区域作为反向导通二极管的散热 区域而起作用， 因而越是减小反向导通二极管的面积比例， 散热的效果越高。 0070 另一方面， 如果使IGBT区域13与二极管区域14的面。

31、积比例反转， 则IGBT区域13的 散热效率上升。 但是， 通常在逆变器用途的情况下， 在二极管流过电流的期间比在IGBT流过 电流的期间短， 因此在以逆变器用途对RC-IGBT进行设计的情况下， 面积比例为IGBT区域比 二极管区域大。 0071 另外， RC-IGBT 100呈使IGBT区域13以及二极管区域14的条带宽度变窄而有意地 使骤回容易发生的构造， 由此能够可靠地检测骤回电压， 快速地进行栅极电压的控制。 0072 此外， 如图6以及图7所示， 在使IGBT区域13以及二极管区域14为条带状的情况下， 骤回依赖于二极管区域的条带宽度， 因而条带宽度越窄骤回电压越是上升， 能够可靠。

32、地检 测骤回电压。 0073 二极管电压检测电路、 比较器电路的结构例 0074 图11示出图10所示的二极管电压检测电路DD以及比较器电路CC的结构的一个例 子。 0075 如图11所示， 二极管电压检测电路DD能够采用如下结构， 即， 将例如匝数比为1:1 的脉冲变压器101的初级绕组1011与RC-IGBT100的集电极(阴极)以及发射极(阳极)连接， 将次级绕组1012的输出向比较器电路CC输入。 0076 脉冲变压器101将电信号变换为磁而传输， 因而也作为隔离器起作用， 因而在RC- IGBT 100是高电位侧的晶体管的情况下， 能够确保高电位侧的RC-IGBT 100与处于低电位。

33、 侧的比较器电路CC等之间的绝缘。 此外， 栅极驱动电路GC通常通过光电耦合器或者脉冲变 压器而绝缘， 因而包含RC-IGBT 100的桥电路即主电路与比较器电路CC以及逻辑AND电路G1 等控制电路处于电绝缘的状态。 0077 脉冲变压器101的次级绕组1012的一个端子与钳位二极管102的阳极连接， 次级绕 组1012的另一个端子与接地电位连接， 钳位二极管102的阴极与比较器电路CC连接。 0078 钳位二极管102是出于以下目的而设置的， 即， 在作为RC-IGBT 100的阳极-阴极间 电压而施加了负偏置的情况下、 即作为IGBT的集电极-发射极间电压而施加了正偏置的情 况下， 不将。

34、检测电压向比较器电路CC输出。 在作为RC-IGBT 100的阳极-阴极间电压而施加 了负偏置的情况下， 向钳位二极管102在切断的方向施加电压， 因此不向比较器电路CC输出 检测电压。 0079 比较器电路CC具有比较器201， 钳位二极管102的阴极与比较器201的反转输入端 子(-端子)连接， 在比较器201的非反转输入端子(+端子)连接有电流源204， 比较器201的输 出端子OT与逻辑AND电路G1(图10)的一个输入连接。 0080 比较器201的非反转输入端子经由用于生成基准电压的二极管202而与接地电位 连接， 但通过向二极管电压检测电路DD设置钳位二极管102， 从而向由二极。

35、管电压检测电路 DD检测出的检测电压也加上钳位二极管102的内建电位。 因此， 在比较器201的非反转输入 端子， 与钳位二极管102相同特性的二极管203串联连接于二极管202的前级。 0081 这样， 在将由PN结形成的PN结二极管用于比较器201的基准电压的生成的情况下， PN结的内建电位具有温度特性， 因此比较器201的阈值电压也具有温度特性。 说明书 6/7 页 8 CN 111193417 A 8 0082 另外， RC-IGBT 100的反向导通二极管的导通时的骤回电压也具有温度特性， 特别 是， 如果成为高温则骤回电压变低。 因此， 通过使比较器201的阈值电压为二极管202以。

36、及 203的内建电位电压， 从而与RC-IGBT 100的反向导通二极管相同地， 在高温下电压下降， 即 使温度变高， 比较器201也能够动作。 0083 就用于比较器201的基准电压的生成的二极管202以及203和RC-IGBT 100的反向 导通二极管而言， 如果使用相同的半导体材料， 例如硅进行制造， 则PN结的内建电位不会大 幅地改变， 因而能够实现上述这样的结构。 0084 比较器电路的另外的例子 0085 就以上所说明的实施方式1的控制装置1000的比较器电路CC而言， 使用串联连接 的二极管202以及203而生成了比较器201的基准电压， 但如图12所示的比较器电路CC1那 样，。

37、 也可以将使集电极-基极之间短路后的双极晶体管205的基极电压作为基准电压。 0086 即， 成为以下结构， 即， 使集电极-基极之间短路后的双极晶体管205的基极与比较 器201的非反转输入端子连接， 双极晶体管205的基极与电流源204连接。 0087 在双极晶体管205的基极-发射极之间也存在PN结， 因而基极电压也具有温度特 性， 比较器201的阈值电压也具有温度特性。 0088 通过使比较器201的阈值电压为双极晶体管205的基极-发射极之间的PN结的内建 电位电压， 从而与RC-IGBT 100的反向导通二极管相同地， 在高温下电压下降， 即使温度变 高， 比较器201也能够动作。。

38、 0089 此外， 本发明能够在本发明的范围内， 对实施方式适当进行变形、 省略。 说明书 7/7 页 9 CN 111193417 A 9 图1 图2 说明书附图 1/7 页 10 CN 111193417 A 10 图3 说明书附图 2/7 页 11 CN 111193417 A 11 图4 说明书附图 3/7 页 12 CN 111193417 A 12 图5 图6 说明书附图 4/7 页 13 CN 111193417 A 13 图7 图8 说明书附图 5/7 页 14 CN 111193417 A 14 图9 图10 说明书附图 6/7 页 15 CN 111193417 A 15 图11 图12 说明书附图 7/7 页 16 CN 111193417 A 16 。