低功耗AB类CMOS的功率放大器.pdf

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1、(19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 (10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 202010657071.4 (22)申请日 2020.07.09 (71)申请人 西安电子科技大学 地址 710071 陕西省西安市太白南路2号 (72)发明人 李振荣朱彪彪李臻乔佳 庄奕琪 (74)专利代理机构 陕西电子工业专利中心 61205 代理人 田文英王品华 (51)Int.Cl. H03F 3/24(2006.01) H03F 3/213(2006.01) H03F 3/195(2006.01) H03F 3/68(2006.01) H03F 1/02(2006.0。

2、1) H03F 1/32(2006.01) H03F 1/56(2006.01) H03F 1/26(2006.01) (54)发明名称 一种低功耗AB类CMOS的功率放大器 (57)摘要 本发明公开了一种低功耗AB类CMOS功率放 大器， 包括驱动级共源共栅放大电路、 功率级共 源共栅放大电路、 输入阻抗匹配网络、 输出阻抗 匹配网络、 LC谐振网络、 电阻负反馈电路以及偏 置电路。 本发明在驱动级与输出级均使用了RC谐 振网络对输入信号进行选频， 提高功率增益以及 改善匹配。 利用负反馈电阻R2与级间耦合电容C4 组成负反馈网络抑制输入谐波， 在兼顾效率的同 时提高了线性度。 本发明在2.。

3、4GHz频率下保证线 性度的同时在低功耗下具有较高效率。 权利要求书1页 说明书5页 附图2页 CN 111682859 A 2020.09.18 CN 111682859 A 1.一种低功耗AB类CMOS功率放大器， 包括输入阻抗匹配网络、 驱动级放大电路、 功率级 放大电路， 以及输出阻抗匹配网络； 其特征在于： 还包括第一LC调谐网络、 第二LC调谐网络、 电阻负反馈电路和偏置电路； 所述输入阻抗匹配网络采用电感串联阻抗匹配结构； 所述第 一LC调谐网络由第一负载电感L2与第一调谐电容C2并联组成， 第一LC调谐网络的两端分别 连接在第一共栅放大管M2的漏极和公共电源端VDD； 所述第二。

4、LC调谐网络由第二负载电感 L3与第二调谐电容C3并联组成， 第二LC调谐网功率放大器络的两端分别连接在第二共栅放 大管M4的漏极和电源VDD； 所述电阻负反馈电路包括负反馈电阻R2与级间耦合电容C4； 所述 级间耦合电容C4串联在第一共栅放大管M2的漏极与第二共源放大管M3的栅极； 所述负反馈 电阻R2一端连接在第二共栅放大管M4的漏极， 另一端连接在第一共栅放大管M2的漏极； 所 述偏置电路的第一偏置电压Vbias1的值为0.55V、 第二偏置电压Vbias2取值范围为0.8， 1.2V、 第三偏置电压Vbias3的值为1V； 所述功率级放大电路中的第二共源放大管M3、 第二 共栅放大管M。

5、4均采用N型金属-氧化物-半导体场效应管并工作在饱和区， 其中第二共源放 大管M3的导通角取值范围为180， 360度之间， 工作在AB类； 第二共栅放大管M4的栅极与漏 极相连； 所述驱动级放大电路中的第一共源放大管M1、 第一共栅放大管M2均采用N型金属- 氧化物-半导体场效应管并工作在饱和区， 其中第一共源放大管M1的导通角取值范围为 180， 360度之间， 工作在AB类； 所述功率放大器的电源电压VDD的值为1.2V。 2.根据权利要求1所述的低功耗AB类CMOS的功率放大器， 其特征在于： 所述电感串联阻 抗匹配结构由第一隔直电容C1， 第一电感L1， 第一偏置电阻R1组成， 第一。

6、隔直电容C1与第一 电感L1串联， 第一隔直电容C1的一端与功率放大器的射频输入端连接， 第一电感L1的一端 连接到功率放大器的第一共源放大管M1的栅极； 第一电阻R1的两端分别与第一偏置电压 Vbias1和第一共源放大管M1的栅极相连。 3.根据权利要求1所述的低功耗AB类CMOS的功率放大器， 其特征在于： 所述第一LC调谐 网络中的第一负载电感L2的数值根据低功耗AB类CMOS功率放大器的芯片面积约束在 500p， 1n亨确定； 所述第一调谐电容C2的取值由确定； 其中， 0表示第一LC调 谐网络的谐振角频率， 单位为弧度/秒； L表示第一负载电感L2的电感值， 单位为亨； C表示第 一。

7、调谐电容C2的电容值， 单位为法； 所述第二LC调谐网络中第二负载电感L3取值与第一负 载电感L2相同。 4.根据权利要求1所述的低功耗AB类CMOS的功率放大器， 其特征在于： 所述偏置电路包 括第一负载电阻R1的两端分别与第一偏置电压Vbias1和第一共源放大管M1的栅极相连， 第 二偏置电压Vbias2直接连接在第一共栅放大器M2的栅极， 第二偏置电阻R3的两端分别与第 三偏置电压Vbias3和第二共源放大管M3的栅极相连。 5.根据权利要求1所述的低功耗AB类CMOS的功率放大器， 其特征在于： 所述电阻负反馈 电路中负反馈电阻R2取值范围为500， 2000欧姆。 权利要求书 1/1。

8、 页 2 CN 111682859 A 2 一种低功耗AB类CMOS的功率放大器 技术领域 0001 本发明属于微电子技术领域， 更进一步涉及射频集成电路技术领域中的一种用于 2 .4GHz低功耗AB类互补金属氧化物半导体CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)的功率放大器。 本发明可用蓝牙、 无线局域网、 手机等的发射机系统， 将由 基带输出的低功率信号放大到满足通信需求的功率。 背景技术 0002 进入21世纪以来， 集成电路设计技术得到飞速发展， 各类新型数字和射频电路应 用也越来越广泛， 发射/接收通信模块的数字传输频率要求也越来越高。。

9、 功率放大器是射频 收发系统中关键的模块电路， 位于发射链路的最后一级,其作用是将由基带输出的低功率 信号放大到满足通信需求功率， 因此功率放大器直接影响到整个系统的性能。 功率放大器 是系统中除基带处理外耗能最高的电路， 所以降低功率放大器的功耗， 提高PA的工作效率 (在无线设备中通常可转换为电池工作寿命的延长)能有效地降低整体的耗能； 再者， 输出 信号的质量受功率放大器的线性度影响非常大， PA处于发射链的末端， 是信号失真的重要 来源， 为了接收前端相邻信道不受干扰而收到某特定频域内的电平信号， 发射信号的邻道 功率抑制能力也必须足够好。 0003 陈元虎在其发表的论文 “应用于低功。

10、耗蓝牙的CMOS功率放大器的设计” (南开大 学， 集成电路工程专业硕士论文， 2017年， 6月)中公开了一种采用TSMC55nm CMOS工艺设计 的功率放大器。 该功率放大器采用两级放大结构， 第一级采用推挽式放大电路结构。 经过驱 动放大级电路放大后的信号再经过功率输出级电路进行功率放大， 功率输出级电路的工作 模式为class D类， 经过功率输出级电路放大后的差分信号经过片内巴伦转化为单端输出 信号， 再经过匹配网络选频作用后最终将信号功率传输到天线上。 该功率放大器的工作频 率为2.45GHz， 最终能够达到输出饱和功率为4.2dBm， 漏极效率为27， 直流静态功耗为 5.2m。

11、W。 该电路虽然由于达到的饱和输出功率较低实现了低功耗， 但是该功率放大器存在的 不足之处在于， 由于该功率放大器使用了差分结构， 并且由此增加了共模反馈电路来稳定 输出共模点， 结构复杂的同时增加了该电路所占用功耗与芯片面积。 0004 南通大学在其申请的专利文献 “一种偏置电流可调节的功率放大器” (申请号 201220278344.5公开号CN 202634371U)中公开了一种偏置电流可调节的功率放大器。 该功 率放大器采用了一种新型的偏置电流可调节的偏置电路， 使得功率放大器在输出低功率时 处于偏置电流较低的低功率模式状态， 在输出高功率时工作在偏置电流较高的高功率模式 状态， 实现。

12、了根据输出功率的大小自适应地调节偏置电流的大小来提高功率放大器的平均 效率。 与工作在高功率模式下相比， 功率放大器在低功率模式下工作时， 功率附加效率PAE 在输出0dBm时提高了56.7， 在输出20dBm时提高了19.2。 但是， 该功率放大器仍然存在 的不足之处在于， 由于该功率放大器在输出高功率时工作在偏置电流较高的高功率模式状 态时效率与低功率模式效率都在较低的水平， 占用过多功耗， 且没有有效抑制非线性效应， 整体线性度较差。 说明书 1/5 页 3 CN 111682859 A 3 发明内容 0005 本发明的目的在于针对当前无线通信系统对低功耗技术的需求与上述现有技术 的不足。

13、， 提供一种低功耗AB类CMOS功率放大器电路， 用于解决现有低功耗功率放大器输出 功率低、 线性度差与效率低等问题。 0006 实现本发明目的的思路是： 利用两个LC调谐网络对输入功率放大器的射频信号进 行选频， 对输入频点处的输入电流进行谐振调制， 使得功率放大器在工作频率的增益与输 出功率达到最大值； 利用电阻负反馈电路对输入功率放大器信号的高次谐波进行抑制， 消 除非线性效应； 利用偏置电路控制驱动级放大电路与功率级放大电路的工作状态， 对效率 与线性度进行折中， 使功率放大器的性能达到最佳状态。 0007 为实现上述目的， 本发明提出的低功耗AB类CMOS的功率放大器电路， 包括输入。

14、阻 抗匹配网络、 驱动级放大电路、 功率级放大电路、 输出阻抗匹配网络、 第一LC调谐网络、 第二 LC调谐网络、 电阻负反馈电路和偏置电路； 所述输入阻抗匹配网络采用电感串联阻抗匹配 结构； 所述第一LC调谐网络由第一负载电感L2与第一调谐电容C2并联组成， 第一LC调谐网 络的两端分别连接在第一共栅放大管M2的漏极和公共电源端VDD； 所述第二LC调谐网络由 第二负载电感L3与第二调谐电容C3并联组成， 第二LC调谐网功率放大器络的两端分别连接 在第二共栅放大管M4的漏极和电源VDD； 所述电阻负反馈电路包括负反馈电阻R2与级间耦 合电容C4； 所述级间耦合电容C4串联在第一共栅放大管M2。

15、的漏极与第二共源放大管M3的栅 极； 所述负反馈电阻R2一端连接在第二共栅放大管M4的漏极， 另一端连接在第一共栅放大 管M2的漏极； 所述偏置电路的第一偏置电压Vbias1的值为0.55V、 第二偏置电压Vbias2取值 范围为0.8， 1.2V、 第三偏置电压Vbias3的值为1V； 所述功率级放大电路中的第二共源放 大管M3、 第二共栅放大管M4均采用N型金属-氧化物-半导体场效应管并工作在饱和区， 其中 第二共源放大管M3的导通角取值范围为180， 360度之间， 工作在AB类； 第二共栅放大管M4 的栅极与漏极相连； 所述驱动级放大电路中的第一共源放大管M1、 第一共栅放大管M2均采。

16、 用N型金属-氧化物-半导体场效应管并工作在饱和区， 其中第一共源放大管M1的导通角取 值范围为180， 360度之间， 工作在AB类； 所述功率放大器的电源电压VDD的值为1.2V。 0008 本发明与现有技术相比， 具有以下优点： 0009 第一， 本发明基于共源共栅结构采用两级RC谐振网络进行选频， 所述第一LC调谐 网络由第一负载电感L2与第一调谐电容C2并联组成， 第一LC调谐网络的两端分别连接在第 一共栅放大管M2的漏极和公共电源端VDD； 所述第二LC调谐网络由第二负载电感L3与第二 调谐电容C3并联组成， 第二LC调谐网络的两端分别连接在第二共栅放大管M4的漏极和电源 VDD；。

17、 与单使用负载电感相比， 使用RC谐振网络可以在保证电路谐振在工作频率的前提下使 用大电容-小电感的组合， 从而避免大电感的使用， 节约了大量功率放大器占用的芯片面 积； 小电感的使用降低了自身功率损耗， 提高了功率放大器在工作频率下输出增益与输出 功率。 0010 第二， 本发明在功率级共源共栅放大电路基础上增加了电阻负反馈电路， 所述电 阻负反馈电路包括负反馈电阻R2与级间耦合电容C4； 所述级间耦合电容C4串联在第一共栅 放大管M2的漏极与第二共源放大管M3的栅极； 所述负反馈电阻R2一端连接在第二共栅放大 管M4的漏极， 另一端连接在第一共栅放大管M2的漏极； PA处于发射链的末端， 。

18、是信号失真的 重要来源， 为了接收前端相邻信道不受干扰而收到某特定频域内的电平信号， 发射信号的 说明书 2/5 页 4 CN 111682859 A 4 邻道功率抑制能力也必须足够好。 所述电阻负反馈结构可以有效抑制输入谐波， 消除了非 线性效应， 从而大大提高了线性度； 电阻负反馈结构使用了级间耦合电容作为隔直电容， 简 化了驱动级放大电路与驱动级放大电路之间的匹配电路。 0011 第三， 本发明通过偏置电路调整放大管的直流工作点将驱动级与功率级同时工作 在AB类； 所述偏置电路包括第一负载电阻R1的两端分别与第一偏置电压Vbias1和第一共源 放大管M1的栅极相连， 第二偏置电压Vbia。

19、s2直接连接在第一共栅放大器M2的栅极， 第二偏 置电阻R3的两端分别与第三偏置电压Vbias3和第二共源放大管M3的栅极相连； 驱动级电路 与功率级电路同时工作AB类， 可以有效均衡低功耗功率放大器的线性度与功率附加效率。 附图说明 0012 图1是本发明的电原理图； 0013 图2是本发明的线性度仿真结果图； 0014 图3是本发明的功率附加效率仿真结果图； 0015 图4是本发明的功耗仿真结果图。 具体实施方式： 0016 下面结合附图对本发明的具体实施方式和效果做进一步详细的说明。 0017 参照图1， 本发明的低功耗功率放大器包括四个NMOS管M1、 M2、 M3、 M4， 一个匹配。

20、电 感L1,两个负载电感L2、 L3， 两个调谐电容C2、 C3， 三个隔直电容C1、 C4、 C5， 两个负载电阻R1、 R3， 一个负反馈电阻R2， 以及三个偏置电压Vbias1、 Vbias2、 Vbias3， 和公共电压源VDD。 其 中： 0018 第一共源放大管M1的源极接地， 漏极与第二共栅放大管M2的源极相连， 输入端口 RFin流进的信号经过第一隔直电容C1与第一匹配电感L1流入M1的栅极， 第一偏置电压端口 Vbias1与M1的栅极之间接入了第一负载电阻R1； 第二共栅放大管M2的栅极与第二偏置电压 Vbias2直接相连， 漏极与公共电源VDD之间连接由第二负载电感L2与第。

21、二谐振电容C2并联 组成的第一谐振网络； 上述元件及其连接关系构成了功率放大器的驱动级。 0019 第三共源放大管M3的源极接地， 漏极与第四共栅放大管M4的源极相连， 第二共栅 放大管M2的漏极经过第四隔直电容C4和M3的栅极相连， 第三偏置电压端口Vbias3与M3的栅 极之间接入了第三负载电阻R3； 第四共栅放大管M4的栅极与漏极直接相连， 漏极与公共电 源VDD之间连接由第三负载电感L3与第三谐振电容C三并联组成的第二谐振网络， 由； 第五 隔直电容C5连接在第四共栅放大管M4的漏极与信号输出端口RFout之间； 上述元件及其连 接关系构成了功率放大器的功率级。 0020 第二负反馈电。

22、阻R2一端与第四共栅放大管M4的漏极相连， 另一端连接在第二共栅 放大管M2的漏极与第四级间耦合电容C4之间的连线， 同C4一起构成功率级的负反馈网络。 0021 电路中使用的所有元器件均使用了RF 55nm CMOS工艺， 所使用的放大晶体管M1， M2， M3、 M4均为N型金属-氧化物-半导体场效应管， 所有的电容均采用金属-氧化物-金属MOM 电容。 0022 电路使用1.2V的公共电源电压来实现， 偏置电压Vbias1、 Vbias2、 Vbias3用于调整 放大管的直流工作点以及导通角， 偏置电压均不超过1V。 本实例取但不限于Vbias1、 说明书 3/5 页 5 CN 1116。

23、82859 A 5 Vbias2、 Vbias3的取值分别为为0.55V、 0.9V、 1V。 0023 第一LC调谐网络中的第一负载电感L2的数值根据低功耗AB类CMOS功率放大器的 芯片面积约束在500p， 1n亨确定； 所述第一调谐电容C2的取值由确定； 其中， 0表示第一LC调谐网络的谐振角频率， 单位为弧度/秒； L表示第一负载电感L2的电感值， 单位为亨； C表示第一调谐电容C2的电容值， 单位为法； 所述第二LC调谐网络中第二负载电 感L3取值与第一负载电感L2相同。 0024 本发明的功率放大器电路的工作原理如下： 0025 驱动级电路的输入信号端口RFin输入的是频率为2.4。

24、GHz的小功率信号， 通过M1、 M2级联构成的共源共栅结构进行放大， 通过控制偏置电压Vbias1、 Vbias2使得放大管均工 作在饱和区以获得最大功率增益， 并通过控制导通角在180， 360度使得驱动级工作在AB 类工作模式； 同样， 功率级也使用共源共栅结构对信号进行第二级放大， 放大管同样工作在 饱和区， 功率级也工作在AB类工作模式， 获得较为均衡的线性度与功率附加效率 0026 输入级与功率级均使用了共源共栅结构， 这种结构相比与单管放大结构可以使放 大管有更小的电压应力， 有效缓解了CMOS工艺的低击穿电压和热载流子效应的缺点， 在同 等功率下可以大大提高电压摆幅， 减少流过。

25、管子的电流， 增大了功率增益的同时降低了功 耗。 另外共源共栅结构具有高输出阻抗， 当输出节点电压发生变化， 引起对应源端的电压变 化很小， 因此具有很好的屏蔽特性。 0027 在共源共栅的输出与电源之间连接一个LC谐振网络来代替传统的负载电感， 可以 固定工作频率， 在较窄的工作频带内达到最大的功率增益， 同时使得阻抗匹配具有更高的 灵活度， 使得漏端的负载电感可以取到一个较小的值， 同时大大简化了输出阻抗的匹配， 最 终在该电路中无需额外的输出阻抗匹配网络即可达到最佳负载匹配， 节约了芯片面积。 0028 电路在达到较高效率的同时， 往往由于较差的线性度， 导致功率附加效率无法达 到峰值效。

26、率， 因此为了同时获得较高的线性度与效率， 额外的线性度提升技术非常重要。 本 发明在功率级电路采用了电阻负反馈回路， 对信号的高次谐波进行抑制， 大大提高了线性 度。 但是过低的负反馈电阻会导致额外的损耗以及效率降低， 因此负反馈电阻一般选取大 于500欧姆， 本实例取但不限于R2的取值为1000欧姆。 0029 输入阻抗匹配电路采用了L型匹配结构， 实现输入阻抗到50欧姆的阻抗变换， 与输 入信号源形成共轭匹配， 从而实现最大的功率传输。 0030 本发明的效果可以通过以下仿真进一步展示： 0031 本发明的仿真实验使用处理器为Intel i5 4200H CPU， 主频为3.4GHz， 。

27、内存4GB。 0032 本发明的仿真实验的软件平台为： Linux操作系统和Xbrowser 5。 0033 本发明的仿真电路运用Cadence SpectreRF软件对本发明电路进行仿真， 采用 55nm CMOS工艺模型， 给定电源电压为1.2V， 偏置电压Vbias1、 Vbias2、 Vbias3的取值分别为 0.55V、 0.9V、 1V， 偏置电压工作温度为27， 工作频率为2.4GHz， 射频输入信号功率pin的扫 描范围为-30dBm30dBm。 0034 图2为本发明的线性度仿真结果图， 图2中横坐标代表输入功率放大器信号的功 率， 纵坐标代表功率放大器的输出功率， 横、 纵。

28、坐标的单位均为dBm； 图2中的细直线为对应 输入功率下的理想输出曲线； 当射频输入信号功率pin的扫描范围设置为在-15,15dBm， 步进设置为0.05dBm时， 对功率放大器的输出por测量功率， 得到的实际输出功率， 在图2中 说明书 4/5 页 6 CN 111682859 A 6 用黑粗曲线来表示； 两条线交点的横坐标代表输入1dB压缩点， 两条线交点的纵坐标代表输 出1dB压缩点； 由图2可得， 输入1dB压缩点的值为-4 .22849dBm， 输入1dB压缩点值为 4.5191dBm， 输出功率曲线在约0dBm达到饱和状态， 饱和输出功率约为6.2dBm， 这表明本发 明具有较。

29、好的线性度。 并且在低功耗下实现了较大的输出功率。 0035 图3为本发明的功率附加效率仿真结果图， 图3中横坐标代表输入功率放大器信号 的功率， 横坐标的单位为dBm； 纵坐标代表功率放大器的功率附加效率， 纵坐标的单位为； 当射频输入信号功率pin的扫描范围设置为在-30,10dBm， 步进设置为0.05dBm时， 对功率 放大器的输入、 输出port与电源电压进行测量， 得到该功率放大器对应于输入功率的功率 附加效率， 当输入功率为输入1dB压缩点时， 得到输入1dB压缩对应的功率附加效率， 用图3 中的曲线表示， ； 由图三可以看到在1dB压缩点处， 本发明的功率附加效率为34.274。

30、9， 并 且非常接近峰值效率， 因此本发明具有较高的功率附加效率。 0036 图4为本发明的功耗仿真结果图， 图4中分别是功率放大器的电源和三个偏置电压 源的电流、 功耗与电压值； 图4表明该功率放大器使用的电源电压为1.2V， 该功率放大器消 耗的总功耗约为11.3727mW； 这表明本发明满足了低功耗的要求。 0037 上述实例仅是本发明的一种实现方式， 对于本领域的专业人员来说， 在清楚本发 明的性能和工作原理后， 在不脱离本发明的结构和主旨的情况下， 进行形式上的各种改变 和修改， 但是这些仍在本发明方案的保护范围之内。 说明书 5/5 页 7 CN 111682859 A 7 图1 图2 说明书附图 1/2 页 8 CN 111682859 A 8 图3 图4 说明书附图 2/2 页 9 CN 111682859 A 9 。