单级交换式电源转换电路 【技术领域】
本发明涉及一种电源转换电路，尤其涉及一种单级交换式电源转换电路(switching power supply)。
背景技术
近年来随着科技的进步，具有各式各样不同功能的电子产品已逐渐被研发出来，这些具有各式各样不同功能的电子产品不但满足了各种不同需求的人，更融入每个人的日常生活，使得人们生活更为便利。
这些各式各样不同功能的电子产品由各种电子元件所组成，而每一个电子元件所需的电源电压不尽相同且多为直流电压，然而，现今的供电系统却是提供交流电源，为了提供适当的电压给每一个电子元件使其正常运行，因此这些电子产品需要借助电源转换电路将交流电源，例如一般的市电，转换为适当的电压给每一个电子元件使用。
电源转换电路依其电路结构的不同，约可粗略地区分为线性式和切换式电源转换电路两种，简单的线性式电源转换电路是由变压器、二极管整流器和电容滤波器所组成，其优点是电路简单且成本低，但是因使用较大的变压器且转换效率低，所以无法使用在体积较小或长时间使用的电子产品中。相较于线性式电源转换电路，切换式电源转换电路具有较高的转换效率及较小的体积，因此，长时间使用或小型化的电子产品大多会使用切换式电源转换电路。
为了确保电子产品可以正常运行，电源转换电路必需提供足够的电量给电子产品，举例而言，若电子产品的最大耗电量为400瓦特(W)，电源转换电路的最大供电量必需大于或等于400瓦特，也就是说，电源转换电路的最大供电量要根据电子产品的最大耗电量而设计。此外，交换式电源转换电路利用开关元件的导通或截止而产生电子产品所需的直流电压，传统交换式电源转换电路为了提供较大的供电量，必需使用多个开关元件交互导通或截止运行以产生较大的供电量，然而，电子产品并不会持续运行在最大耗电量，传统交换式电源转换电路即使是电子产品运行在低耗电量的待命状态(standby)或省电状态，仍然使用多个开关元件交互导通或截止运行。
由于开关元件导通与截止会消耗不必要的切换损失(switching loss)，多个开关元件运行时相对会消耗较多不必要的切换损失，尤其是在电子产品运行在待命状态时，传统交换式电源转换电路仍然使用多个开关元件交互运行，不但使得交换式电源转换电路的整体效率较低，同时会消耗较多的电能。
此外，传统交换式电源转换电路运行时，交流输入电流的电流分布过于集中，不但会产生较大的谐波干扰其他的电子设备，还会造成功率因数过低，输入的视在功率(apparent power)较大，使提供交流输入电压至交换式电源供应器的电力系统需要较大的电力容量，电能在输电网路中的损失也较高。
因此，如何发展一种可改善上述公知技术缺陷的交换式电源供应器，实为相关技术领域人员目前所迫切需要解决的问题。
【发明内容】
本发明的目的在于提供一种单级交换式电源转换电路，该单级交换式电源转换电路会根据电子产品的运行状态适时地调整单级交换式电源转换电路中开关元件运行的数目，以降低单级交换式电源转换电路于待命状态时不必要的切换损失，进而增加整体运行效率并相对减少热能的产生，使电子产品以及单级交换式电源转换电路在待命状态时有较高的转换效率。此外，本发明的单级交换式电源转换电路还具有功率因数校正(power factor correction，PFC)的功能，交流输入电流的电流分布不会过于集中，产生的谐波较小，不会干扰其他的电子设备，且功率因数较高，输入的视在功率较小，提供交流输入电压的电力系统可以有较低的电力容量，电能在输电网路中的损失也较低。再者，本发明的单级交换式电源转换电路为单级式，可使用简单的电路即具有功率因数校正的功能，不需用额外地功率因数校正电路连接于电源转换电路的输入侧，所以电路相对简单且可降低成本。
为达到上述目的，本发明的一较广义实施形式为提供一种单级交换式电源供应器，用以产生输出电压至系统电路，该单级交换式电源转换电路包括：变压器，具有第一初级绕组以及次级绕组；电压电平产生电路，连接于第一初级绕组，用以产生辅助电压；第一开关电路，连接于第一初级绕组、输入侧共接端与电压电平产生电路，且包含第一开关元件与第二开关元件；第二开关电路，连接于电压电平产生电路、第一初级绕组与输入侧共接端，且包含第三开关元件；整流滤波电路，连接于次级绕组与该系统电路，用以整流与滤波而产生输出电压；反馈电路，连接于整流滤波电路，用以根据输出电压产生反馈信号；以及控制电路，连接于第一开关电路、第二开关电路、反馈电路以及系统电路，用以根据反馈信号与系统电路的运行状态信号控制第一开关电路与第二开关电路交替运行，将第一直流电压的能量借助变压器的第一初级绕组传送至次级绕组；其中，当运行状态信号表示为待命状态时，控制电路控制第一开关电路停止运行、第二开关电路运行。
本发明的单级交换式电源转换电路会根据电子产品的运行状态适时地调整单级交换式电源转换电路中开关元件运行的数目，以降低单级交换式电源转换电路于待命状态时不必要的切换损失而增加整体运行效率，相对减少热能的产生使电子产品以及单级交换式电源转换电路在待命状态时有较低的运行温度。此外，本发明的单级交换式电源转换电路还具有功率因数校正的功能，所以交流输入电流的电流分布不会过于集中且功率因数较高。再者，本发明的单级交换式电源转换电路为单级式，可使用简单的电路即具有功率因数校正的功能。
【附图说明】
图1：为本发明优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。
图2A：为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。
图2B：为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。
图3：为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。
图4A：为图3所示单级交换式电源转换电路的电压、电流与状态的时序示意图。
图4B：为图4A的部分电压、电流与状态的时序示意图。
图4C：为图4A的另一部分电压、电流与状态的时序示意图。
图5：为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。
图6：为本发明另一优选实施例的整流电路的电路结构图。
其中，附图标记说明如下：
1：单级交换式电源转换电路 10：整流电路
10a：整流电路的第一输出端 10b：整流电路的第二输出端
10c：整流电路的第一输入端 10d：整流电路的第二输入端
101：桥式整流电路的正输出端 102：桥式整流电路的负输出端
11：电压电平产生电路 12：第一开关电路
13：第二开关电路 14：整流滤波电路
15：反馈电路 16：控制电路
9：系统电路 D1～D8：第一～第八二极管
COM1：输入侧共接端 COM2：输出侧共接端
C1：第一电容 Co：输出电容
Cin：输入电容 Q1：第一开关元件
Q2：第二开关元件 Q3：第三开关元件
T：变压器 Np1：第一初级绕组
Np2：第二初级绕组 Ns：次级绕组
Lm：激磁电感 Lp：第一电感
Vo：输出电压 Vfb：反馈信号
Vin：交流输入电压 Va：辅助电压
VDC：第一直流电压 Vr：整流电压
Vps-on：运行状态信号 I1：第一电流
I2：第二电流 Im：激磁电感的电流
Iin：输入电流
【具体实施方式】
体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的形式上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及图示在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。
请参阅图1，其为本发明优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。本发明的单级交换式电源转换电路1用以产生输出电压Vo至系统电路9，该单级交换式电源转换电路1包括：变压器T、整流电路10、电压电平产生电路11、第一开关电路12、第二开关电路13、整流滤波电路14、反馈电路15、控制电路16以及输入电容Cin，其中，变压器T具有第一初级绕组Np1与次级绕组Ns，而整流电路10的第一输出端10a连接于第一初级绕组Np1的其中一端，用以将交流输入电压Vin整流且在整流电路10的第一输出端10a产生第一直流电压VDC。
于本实施例中，本发明的单级交换式电源转换电路1接收交流输入电压Vin，因此本发明的单级交换式电源转换电路1包含整流电路10，用以将交流输入电压Vin整流且在整流电路10的第一输出端10a产生第一直流电压VDC。于一些实施例中，本发明的单级交换式电源转换电路1直接接收第一直流电压VDC，所以本发明的单级交换式电源转换电路1可以不包含整流电路10(未图示)，以下将以包含整流电路10的单级交换式电源转换电路1为实施例说明。
电压电平产生电路11的一端连接于第一初级绕组Np1的其中一端，而电压电平产生电路11的另一端连接于第一开关电路12，用以产生辅助电压Va。第一开关电路12连接于第一初级绕组Np1、输入侧共接端COM1、电压电平产生电路11以及控制电路16，且借助控制电路16控制第一开关电路12的运行。第二开关电路13连接于第一初级绕组Np1的一端与输入侧共接端COM1之间，第二开关电路13的控制端与控制电路16连接，控制电路16控制第一开关电路12以及第二开关电路13的运行。整流滤波电路14连接于次级绕组Ns与系统电路9之间，用以整流与滤波而产生输出电压Vo。反馈电路15连接于整流滤波电路14与系统电路9，用以根据输出电压Vo产生反馈信号Vfb。输入电容Cin连接于整流电路10的第一输出端10a与输入侧共接端COM1之间，用以对第一直流电压VDC滤波。
控制电路16连接于第一开关电路12的控制端、第二开关电路13的控制端、反馈电路15的输出端以及系统电路9，用以根据反馈信号Vfb与系统电路9的运行状态信号Vps-on控制第一开关电路12与第二开关电路13交替运行，将第一直流电压VDC的电能借助变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。其中，当运行状态信号Vps-on表示为正常运行状态时，控制电路16会控制第一开关电路12运行、第二开关电路13停止运行，借助第一开关电路12导通或截止的运行，使第一直流电压VDC的电能由变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。当运行状态信号Vps-on表示为待命状态时，控制电路16会控制第一开关电路12停止运行、第二开关电路13运行，借助第二开关电路13导通或截止的运行，使第一直流电压VDC的电能由变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。控制电路16可以是但不限定为脉冲宽度调变控制器(pulse width modulation controller，PWMcontroller)或数字信号处理器(digital signal processor，DSP)。
本发明的单级交换式电源转换电路1的第一开关电路12与第二开关电路13同样由开关元件组成，且第一开关电路12与第二开关电路13会交替运行，不同之处在于第一开关电路12的开关元件数目较第二开关电路13的开关元件数目多。在第一开关电路12运行而第二开关电路13停止运行时，是由较多的开关元件相互动作使第一直流电压VDC的电能借助变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。在第二开关电路13运行而第一开关电路12停止运行时，是由较少的开关元件相互动作使第一直流电压VDC的电能借助变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。
由于第一开关电路12运行时，是由较多的开关元件相互动作使第一直流电压VDC的电能借助变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns，因此，当第一开关电路12运行时，本发明的单级交换式电源转换电路1可以产生较大的电能提供至系统电路9，本技术领域使用瓦特(watt)衡量提供的电量大小，换言之，当第一开关电路12运行时，本发明的单级交换式电源转换电路1可以提供至系统电路9的瓦特(watt)数值较大。
虽然，于第二开关电路13运行时，本发明的单级交换式电源转换电路1产生的电能相对较小，但是，第二开关电路13的开关元件数目较少，所以，于第二开关电路13运行时，第二开关电路13因开关元件导通与截止而消耗的切换损失较第一开关电路12运行时少。于本实施例中，第一开关电路12由两个开关元件组成，而第二开关电路13由一个开关元件组成，但不以此为限，只要第一开关电路12的开关元件数目大于第二开关电路13的开关元件数目，就可以使第二开关电路13运行时消耗的切换损失少于第一开关电路12运行时消耗的切换损失。
于本实施例中，第一开关电路12包含第一开关元件Q1与第二开关元件Q2，第二开关电路13包含第三开关元件Q3。其中，第一开关元件Q1的第一端Q1a连接于第一初级绕组Np1的一端，第一开关元件Q1的第二端Q1b连接于第二开关元件Q2的第一端Q2a与电压电平产生电路11的一端，第二开关元件Q2的第二端Q2b连接于输入侧共接端COM1，第三开关元件Q3的第一端Q3a连接于第一初级绕组Np1的另一端，第三开关元件Q3的第二端Q3b连接于输入侧共接端COM1，第一开关元件Q1、第二开关元件Q2与第三开关元件Q3的控制端分别连接于控制电路16，借助控制电路16控制第一开关元件Q1、第二开关元件Q2与第三开关元件Q3的导通或截止，使第一直流电压VDC的电能借助变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。
于本实施例中，电压电平产生电路11可以包含第一电容C1，但不以此为限。于一些实施例中，还可以由辅助变压器组成(未图示)。第一电容C1的一端连接于第一初级绕组Np1的另一端，第一电容C1的另一端连接于第一开关电路12中第一开关元件Q1的第二端Q1b与第二开关元件Q2的第一端Q2a，当本发明的单级交换式电源转换电路1运行时，电压电平产生电路11的两端会产生辅助电压Va。
于本实施例中，变压器T的等效电路如图所示，在变压器T的第一初级绕组Np1会包含等效的激磁电感Lm并联连接于第一初级绕组Np1，用以等效第一初级绕组Np1运行时对变压器T激磁产生的电感特性。整流电路10包含由例如第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3与第四二极管D4构成的桥式整流电路，其中，桥式整流电路的正输出端101连接于整流电路10的第一输出端10a，而桥式整流电路的负输出端102与输入侧共接端COM1连接，借助桥式整流电路的输入端接收交流输入电压Vin，并将接收的交流输入电压Vin整流产生第一直流电压VDC。
于本实施例中，整流滤波电路14包含第五二极管D5与输出电容Co，其中，第五二极管D5的阴极端连接于次级绕组Ns的一端，第五二极管D5的阳极端连接于输出电容Co与系统电路9的一端，而输出电容Co的另一端连接于系统电路9的另一端、次级绕组Ns的另一端与输出侧共接端COM2。于本实施例中，第一开关元件Q1、第二开关元件Q2与第三开关元件Q3可以是但不限定为双极结晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)或金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。
请参阅图1与图2A，其中图2A为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。如图2A所示，图2A与图1的单级交换式电源转换电路1相似，不同之处在于图2A的变压器T还包含第二初级绕组Np2，且第二开关电路13与变压器T的初级侧之间的连接关系不同，于本实施例中，第二初级绕组Np2的一端连接于第一初级绕组Np1的一端、整流电路10的第一输出端10a、输入电容Cin的一端与第一开关电路12，第二初级绕组Np2的另一端连接于第二开关电路13。第二开关电路13连接于第二初级绕组Np2的另一端与输入侧共接端COM1之间。相似地，当变压器T的第二初级绕组Np2运行时，在变压器T的第二初级绕组Np2一样会包含等效的激磁电感Lm并联连接于第二初级绕组Np2，用以等效第二初级绕组Np2运行时对变压器T激磁产生的电感特性。
此外，图2A与图1的单级交换式电源转换电路1的运行方式相似，于本实施例中，当运行状态信号Vps-on表示为正常运行状态时，控制电路16一样会控制第一开关电路12运行、第二开关电路13停止运行，当运行状态信号Vps-on表示为待命状态时，控制电路16一样会控制第一开关电路12停止运行、第二开关电路13运行。图2A与图1的单级交换式电源转换电路1的运行方式不同之处在于，图2A的第二开关电路13运行时，第一直流电压VDC的电能是由变压器T的第二初级绕组Np2传送至次级绕组Ns。
请参阅图2A与图2B，其中图2B为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。如图2B所示，图2B与图2A的单级交换式电源转换电路1相似，不同之处在于图2B的第二开关电路13、电压电平产生电路11与变压器T的初级侧之间的连接关系不同，于本实施例中，第二开关电路13的一端连接于第一初级绕组Np1的一端，而电压电平产生电路11的一端连接于第二初级绕组Np2。
图2B与图2A的单级交换式电源转换电路1的运行方式相似，于本实施例中，当运行状态信号Vps-on表示为正常运行状态时，控制电路16一样会控制第一开关电路12运行、第二开关电路13停止运行，当运行状态信号Vps-on表示为待命状态时，控制电路16一样会控制第一开关电路12停止运行、第二开关电路13运行。图2B与图2A的单级交换式电源转换电路1的运行方式不同之处在于，图2B的第一开关电路12运行时，第一直流电压VDC的电能是由变压器T的第二初级绕组Np2传送至次级绕组Ns，当图2B的第二开关电路13运行时，第一直流电压VDC的电能是由变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。
请参阅图1与图3，其中图3为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。如图3所示，图3与图1的单级交换式电源转换电路1相似，不同之处在于图3的单级交换式电源转换电路1还包含第一电感Lp，且整流电路10还包含第二输出端10b输出整流电压Vr，其中，第一电感Lp连接于变压器T的初级侧与整流电路10的第二输出端10b之间。于本实施例中，第一电感Lp的一端连接于整流电路10的第二输出端10b，第一电感Lp的另一端连接于第一初级绕组Np1、电压电平产生电路11与第二开关电路13的一端，用以改善单级交换式电源转换电路1的功率因数。
于本实施例中，整流电路10除了包含由例如第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3与第四二极管D4所构成的桥式整流电路外，还可包含第六二极管D6连接于桥式整流电路的正输出端101与整流电路10的第一输出端10a之间，其中，第六二极管D6的阴极端连接于第一二极管D1与第二二极管D2的阳极端，第六二极管D6的阳极端连接于整流电路10的第一输出端10a。整流电路10的第二输出端10b连接于第六二极管D6的阴极端与桥式整流电路的正输出端101。
请参阅图3与图4A，其中图4A为图3所示单级交换式电源转换电路的电压、电流与状态的时序示意图。如图4A所示，交流输入电压Vin为弦波，关系式为Vin＝Vp·sin(ωt)，经由整流电路10整流分别在整流电路10的第一输出端10a与第二输出端10b产生第一直流电压VDC与整流电压Vr，其中，第一直流电压VDC的电压会约维持为交流输入电压Vin的峰值电压Vp，而整流电压Vr为交流输入电压Vin整流后的波形，于本实施例中，整流电压Vr为交流输入电压Vin全波整流后的波形，关系式为Vr＝|Vp·Sin(ωt)|。
由于，整流电路10额外提供整流电压Vr，于单级交换式电源转换电路1运行时，除了有由整流电路10的第一输出端10a流入变压器T的初级侧的第一电流I1外，还有由整流电路10的第二输出端10b流入变压器T的初级侧的第二电流I2，其中，第二电流I2的电流分布与整流电压Vr相关，且第二电流I2的包络曲线(envelop curve)约为整流电压Vr的波形，换言之，第二电流I2的电流分布与交流输入电压Vin相关，且第二电流I2的包络曲线约为交流输入电压Vin的波形。又由于单级交换式电源转换电路1的输入电流Iin约为第一电流I1与第二电流I2相加因此，输入电流Iin不会只有电流分布较集中的第一电流I1，还包含电流分布相似于交流输入电压Vin波形的第二电流I2，所以，输入电流Iin的电流分布与包络曲线也会相似于交流输入电压Vin的波形。
请参阅图3、图4A与图4B，其中图4B为图4A的部分电压、电流与状态的时序示意图。如图4B所示，此时，运行状态信号Vps-on表示为正常运行状态，第二开关电路13的第三开关元件Q3截止且停止运行，而第一开关电路12的第一开关元件Q1与第二开关元件Q2运行，使第一直流电压VDC的电能由变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。在时间t1与时间t2之间，第一开关元件Q1截止、第二开关元件Q2导通，此时，激磁电感Lm与第一电感Lp为充电状态，激磁电感Lm的电流Im、第一电流I1以及第二电流I2会随着时间增加，其中，第一初级绕组Np1与激磁电感Lm两端的电压关系式为(Vp-Va)，此电压会使激磁电感Lm的电流Im与第一电流I1的电流增加的斜率约为(Vp-Va)/Lm，且流经第一初级绕组Np1、激磁电感Lm、第一电容C1以及第二开关元件Q2，而第一电感Lp两端的电压关系式为(Vr-Va)，此电压会使第二电流I2的电流增加的斜率约为或且流经第一电感Lp、第一电容C1以及第二开关元件Q2。
在时间t2与时间t3之间，第一开关元件Q1导通、第二开关元件Q2截止，此时，激磁电感Lm与第一电感Lp为放电状态，激磁电感Lm的电流Im、第一电流I1以及第二电流I2会随着时间减少，其中，第一初级绕组Np1与激磁电感Lm两端的电压关系式为Va，此电压会使激磁电感Lm的电流Im的电流减少的斜率约为Va/Lm，且流经第一初级绕组Np1、激磁电感Lm、第一电容C1以及第一开关元件Q1，而第一电感Lp两端的电压关系式为(Vp+Va-Vr)，此电压会使第二电流I2的电流减少的斜率约为或且流经第一电感Lp、第一电容C1以及第一开关元件Q1。由上述可知，第二电流I2的电流减少与增加的斜率都与交流输入电压Vin的波形相关，使得第二电流I2的电流分布与交流输入电压Vin相关，同时使得第二电流I2的包络曲线与交流输入电压Vin的波形相似，进而使本发明的单级交换式电源转换电路1在运行状态信号Vps-on表示为正常运行状态时，具有功率因数校正的功能。
在时间t3与时间t4之间，激磁电感Lm与第一电感Lp的状态、激磁电感Lm的电流Im、第一电流I1以及第二电流I2随着时间的变化，相似于时间t1与时间t2之间，激磁电感Lm与第一电感Lp的状态、激磁电感Lm的电流Im、第一电流I1以及第二电流I2的变化。而时间t4与时间t5之间，激磁电感Lm与第一电感Lp的状态、激磁电感Lm的电流Im、第一电流I1以及第二电流I2随着时间的变化，相似于时间t2与时间t3之间，激磁电感Lm与第一电感Lp的状态、激磁电感Lm的电流Im、第一电流I1以及第二电流I2的变化。
请参阅图3、图4A、图4B与图4C，其中图4C为图4A的另一部分电压、电流与状态的时序示意图。如图4C所示，图4C与图4B相似，不同的处在于第一开关电路12的第一开关元件Q1与第二开关元件Q2截止且停止运行，而第二开关电路13的第三开关元件Q3导通或截止地运行，使第一直流电压VDC的电能由变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns，此时为运行状态信号Vps-on表示为待命状态。
另一不同之处在于，激磁电感Lm与第一电感Lp为充电状态时，第一初级绕组Np1与激磁电感Lm两端的电压关系式为Vp，此电压会使激磁电感Lm的电流Im与第一电流I1的电流增加的斜率约为Bp/Lm，且流经第一初级绕组Np1、激磁电感Lm、第一电容C1以及第三开关元件Q3，而第一电感Lp两端的电压关系式为Vr，此电压会使第二电流I2的电流增加的斜率约为或且流经第一电感Lp、第一电容C1以及第三开关元件Q3。另一不同之处在于激磁电感Lm与第一电感Lp为放电状态时，第一初级绕组Np1与激磁电感Lm两端的电压关系式为nVo，此电压会使激磁电感Lm的电流Im的电流减少的斜率约为nVo/Lm，且流经第一初级绕组Np1与激磁电感Lm，其中n为第一初级绕组Np1与次级绕组Ns的匝数比(turn ratio)，而第一电感Lp两端的电压关系式为(Vp+nVo-Vr)，此电压会使第二电流I2的电流减少的斜率约为或由上述可知，第二电流I2的电流减少与增加的斜率都与交流输入电压Vin的波形相关，使得第二电流I2的电流分布与交流输入电压Vin相关，同时使得第二电流I2的包络曲线与交流输入电压Vin的波形相似，进而使本发明的单级交换式电源转换电路1在运行状态信号Vps-on表示为待命状态时，一样具有功率因数校正的功能。
请参阅图3与图5，其中图5为本发明另一优选实施例的单级交换式电源转换电路的电路结构图。如图5所示，图5所示的单级交换式电源转换电路相似于图3所示的单级交换式电源转换电路，不同之处在于变压器T还包含第二初级绕组Np2，且第一电感Lp没有与第一开关电路12以及第二开关电路13连接，而是连接于整流电路10的第二输出端10b与第二初级绕组Np2的一端之间，而第二初级绕组Np2的另一端连接于第一初级绕组Np1的一端、整流电路10的第一输出端10a、输入电容Cin的一端与第一开关电路12。其中，第一初级绕组Np1与第二初级绕组Np2的匝数比为k。
请再参阅图3、图4A、图4B、图4C与图5。图5的单级交换式电源转换电路1运行相似于图3，且一样具有功率校正功能，此外，图5的单级交换式电源转换电路1运行时的电压、电流与状态的时序示意图也相似于图4A、图4B与图4C，不同之处在于激磁电感Lm与第一电感Lp为充电状态时，第一电感Lp两端的电压关系式为Vr-(Vo/k)，此电压会使第二电流I2的电流增加的斜率约为或且流经第一电感Lp、第二初级绕组Np2以及激磁电感Lm，而激磁电感Lm与第一电感Lp为放电状态时，第一电感Lp两端的电压关系式为Vp+(nVo/k)-Vr，此电压会使第二电流I2的电流减少的斜率约为或且流经第一电感Lp、第二初级绕组Np2以及激磁电感Lm。
请参阅图3与图6，其中图6为本发明另一优选实施例的整流电路的电路结构图。如图6所示的整流电路10相似于图3所示的整流电路10，同样包含第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3与第四二极管D4所构成的桥式整流电路，不同之处在于图6所示的整流电路10不包含第六二极管D6连接于桥式整流电路的正输出端101与整流电路10的第一输出端10a之间，但包含第七二极管D7与第八二极管D8，其中，第七二极管D7连接于整流电路10的第一输入端10c与第二输出端10b之间，第八二极管D8连接于整流电路10的第二输入端10d与第二输出端10b之间。于本实施例中，由整流电路10的第一输出端10a输出的第一电流I1的回路上只经过两个二极管，同样地，由整流电路10的第二输出端10b输出的第二电流I2的回路上也只经过两个二极管，因此，二极管所损耗的电能相对较少，整体性能相对较高。
于一些实施例中，本发明的单级交换式电源转换电路1可不包含整流电路10(未图示)，且直接接收第一直流电压VDC。同样地，第一开关电路12或第二开关电路13的运行，可以使第一直流电压VDC的电能借助变压器T的第一初级绕组Np1传送至次级绕组Ns。其中，控制电路16一样会适时地依据状态信号Vps-on控制第一开关电路12或第二开关电路13运行，以增加开关元件运行的数目而增加单级交换式电源转换电路1供电的能力，或降低开关元件运行的数目以降低开关元件运行时不必要的切换损失。
综上所述，本发明的单级交换式电源转换电路会根据电子产品中系统电路的运行状态适时地调整单级交换式电源转换电路中开关元件运行的数目，可以降低单级交换式电源转换电路于待命状态时不必要的切换损失而增加整体运行效率，相对减少热能的产生，使电子产品以及单级交换式电源转换电路在待命状态时可以有较低的运行温度，使得电子产品于待命状态时不会因为放置场所的环境温度上升导致电子产品以及单级交换式电源转换电路过热而烧毁。此外，本发明的单级交换式电源转换电路还具有功率因数校正的功能，交流输入电流的电流分布不会过于集中，产生的谐波较小不会干扰其他的电子设备，且功率因数较高，输入的视在功率较小，提供交流输入电压的电力系统可以有较低的电力容量，电能在输电网路中的损失也较低。再者，本发明的单级交换式电源转换电路为单级式，且使用简单的电路即可以具有功率因数校正的功能，不需用额外的功率因数校正电路连接于电源转换电路的输入侧，所以，电路简单相对使电路成本降低。
本发明得由本领域普通技术人员任施匠思而为诸般修饰，然而皆不脱离所附的权利要求所欲保护的范围。