一种采用电阻温度补偿的亚阈基准源 【技术领域】
本发明属于电源温度补偿电路范围，特别涉及广泛应用于低功耗设计中的一种采用电阻温度补偿的亚阈基准源，尤其涉及一种采用电阻阻值的正温度系数补偿电路及温度补偿基准电压源，主要用于低功耗模拟、数模混合电路需要产生低温度系数的基准电压源电路中。
背景技术
基准电压源的功能是向电路中的其它功能模块提供基准电压，作为最基本的电路模块，在运算放大器、ADC、DAC等模拟和混合电路中有着广泛的应用。基准电压源的稳定性直接决定了电路性能的优劣。衡量基准电压源稳定性的指标主要有：电源电压抑制比、温度系数、功耗等。为了满足电路在恶劣的外界温度环境下正常工作的要求，基准电压源必须具有非常小的温度系数，同时为了满足低功耗设计的需求，基准电压源所消耗的功率要足够的低。
一般常用的基准电压源是带隙基准源，采用BJT管实现，输出电压值基本恒定在1.25V左右；工作原理是使BJT管的ΔVbe的正温度系数和Vbe的负温度系数所产生的漂移相互抵消。但是，由于带隙基准源在CMOS工艺中的实现存在很多问题，因此其发展受到很多因素的限制，存在如下问题：由于BJT管在CMOS工艺中的兼容性不好，会产生放大器的失调问题，因此，CMOS工艺线上实现的带隙基准源会存在BJT管能否准确实现以及如何减小放大器失调问题。比较常用的基准电压源主要采用基于Vth的自偏置结构，但是这种基准电压源又存在着温度系数较差的缺点。
另外，随着电源电压的不断降低，电路中所需要的基准电压也在不断的降低，一般的带隙基准电压源又很难在室温下产生低于0.6V的基准电压。并且，为了满足低功耗应用的需求，将电路中的MOS管偏置在亚阈区已成为低功耗设计的重要方法。由于以上两种因素，无BJT管的亚阈基准源越来越受设计者的青睐。
【发明内容】
本发明提供一种采用电阻温度补偿的亚阈基准源，其特征在于，所述采用电阻温度补偿的亚阈基准源由峰值电流镜电路、负温度系数电流产生电路、基准电压输出电路组成，通过峰值电流镜电路1、负温度系数电流产生电路2产生两路负温度系数电流，并将这两路负温度系数电流进行叠加，流过基准电压输出电路3的阻值为正温度系数的电阻R3，最后输出与温度近似无关的采用电阻温度补偿的亚阈基准源电压。
所述的峰值电流镜电路，包括MOS管M1、M2、M3、M4，电阻R1；MOS管M1的源极连接到VDD，栅极连接到节点B，漏极连接到节点A，MOS管M2的源极连接到VDD，栅极和漏极都连接到节点B，电阻R1连接在节点A和节点C之间，MOS管M3的源极连接到GND，栅极连接到节点A，漏极连接到节点C，MOS管M4的源极连接到GND，栅极连接到节点C，漏极连接到节点B。
所述的负温度系数电流产生电路，包括MOS管M5、M6、M7、M8、M9，电阻R2；MOS管M5源极连接到VDD，栅极连接到所述的峰值电流镜电路的节点B，漏极连接到节点C，MOS管M6的源极连接到GND，栅极连接到节点E，漏极链接到节点C，MOS管M7的源极连接到VDD，栅极与源极连接到节点D，晶体管M8的源极连接到节点E，栅极连接到节点C，漏极连接到节点D，MOS管M9的源极连接到VDD，栅极连接到所述地峰值电流镜电路的节点B，漏极连接到节点E，电阻R2连接在节点E与GND之间。
所述的基准电压输出电路，包括MOS管M10、M11，电阻R3；MOS管M10的源极连接到VDD，栅极连接到所述的峰值电流镜电路的节点B，漏极连接到节点Vref，MOS管M11的源极连接到VDD，栅极连接到所述的负温度系数电流产生电路的节点D，漏极连接到节点Vref，电阻R3连接在节点Vref与GND之间。
本发明所提供的一种采用电阻温度补偿的亚阈基准源，具有较低的温度系数和功耗，可以应用在低功耗的模拟、数模混合的集成电路中。该基准源采用CMOS工艺实现，结构简单，具有良好的温度稳定性、电源电压稳定、功耗、PSRR等特性。
【附图说明】
图1为本发明所述的一种采用电阻温度补偿的亚阈基准源的电路原理图。
图2为图1所示的亚阈基准源电路中的MOS管M10和M11漏极电流的温度特性曲线。
图3为：图1所示的亚阈基准源电路中的电阻R3的阻值的温度特性曲线。
图4为图1所示的亚阈基准源电路的输出基准电压的温度特性曲线。
图5为图1所示的亚阈基准源电路的输出基准电压与电源电压的变化关系曲线。
图6为图1所示的亚阈基准源电路的输出基准电压的电源电压抑制比PSRR。
【具体实施方式】
本发明提供一种采用电阻温度补偿的亚阈基准源，该基准源采用CMOS工艺实现，结构简单，具有良好的温度稳定性、电源电压稳定、功耗、PSRR等特性。
所述的采用电阻温度补偿的亚阈基准源，原理图如图1所示，包括：峰值电流镜电路1、负温度系数电流产生电路2和基准电压输出电路3。该基准源的工作原理是通过所述的峰值电流镜电路、负温度系数电流产生电路产生两路负温度系数电流IA和IB(如图2所示)，并将这两路负温度系数电流进行叠加，流过阻值为正温度系数的电阻R3(如图3所示)，最后输出与温度近似无关的基准电压。
为了对本发明提出的采用电阻温度补偿的亚阈基准源有更进一步的了解，下面将结合附图从原理、电路结构和具体实施方式等方面做详细的说明。
所述的采用电阻温度补偿的亚阈基准源，原理图如图1所示，包括：峰值电流镜电路、负温度系数电流产生电路、基准电压输出电路，其中峰值电流镜电路和负温度系数电流产生电路产生的电压输出分别控制基准电压输出电路的两路电流，并且图中所有的MOSFET均工作在亚阈区。
MOSFET的亚阈区是指当晶体管的栅-源电压VGS低于阈值电压Vt，但又足够大以使得在硅表面产生一个耗尽区时的工作区域。当工作在亚阈区的晶体管的漏-源两端加上电压后，少子就会发生扩散运动，产生漏极电流，也就是亚阈值电流，即：
IDS=IS0e(VGS-VtnVT)(1-e-VDSVT)---(1)]]>
其中VT＝kT/q为热电压当量，n＝1+Cd+Cox为亚阈值斜率因子(Sub-ThresholdSlope Facfor)，Cd为耗尽层电容，VDS为漏-源电压。ISO为VGS＝Vt时的亚阈值电流，其表达式为：
IS0=μnCoxWL(n-1)VT2---(2)]]>
由式(1)可知，当VDS＞4kT/q(在300K时约100mV)时，IDS将饱和，即式(1)可以修改为：
IDS=IS0e(VGS-VtnVT)---(3)]]>
所以：
VGS=nVTln[IDSIS0]+Vt---(4)]]>
如果MOS管的漏极电流保持不变的话，VGS是随温度增大而减小的。
电阻的阻值是随温度变化而变化的，其表达式用温度T表示为：
R(T)＝R*×[1+TC1×(T-25)+TC2×(T-25)2] (5)
其中，R*为T＝25℃时的电阻值，TC1为电阻的一阶温度系数，TC2为电阻的二阶温度系数。
所述的峰值电流镜电路由MOS管M1～M4以及电阻R1组成。M1和M2组成一电流镜，而M3、M4和电阻R1组成MOS峰值电流镜，这种组合方式可以使得M3和M4的衬底和源极短接，消除背栅效应，使得两晶体管的阈值电压保持相等。将上下两部分合起来就为独立与电源电压的恒流源电路。假设晶体管M1和M2完全相同，则M1、M2两支路的电流相等，令其为IA。因此，电阻R1两端的电压为：
VR1＝VGS3-VGS4＝IAR1 (6)
将式(4)代入式(6)，化简可得电流IA为：
IA=nVTR1ln[(W/L)4(W/L)3]---(7)]]>
如果不考虑温度对电阻的影响，由(7)式可得电流IA为正温度系数电流。但由式(5)可知实际上电阻阻值是受温度影响的，因此IA并不总是正温度系数电流。将式(5)代入式(7)可得：
IA=nkTqR1*[1+TC1×(T-25)+TC2×(T-25)2]ln[(W/L)4(W/L)3]---(8)]]>
式中R1*为T＝25℃时电阻R1的阻值。将IA对温度T微分：
∂IA∂T=nkqR1*ln[(W/L)4(W/L)3]1-25TC1-TC2(T-25)(T+25)[1+TC1×(T-25)+TC2×(T-25)2]2---(9)]]>
因此，要使IA为正温度系数电流必须满足式
1-25TC1-TC2(T-25)(T+25) (10)
大于0。而一般CMOS工艺中的电阻会使得式(10)小于0，因此IA为通常为负温度系数电流。
所述的负温度系数电流产生电路由MOS管M5～M9以及电阻R2组成。MOS管M5的漏极电流ID5以及IC均为电流IA的镜像。因此M6管的栅-源电压VGS6在电阻R2产生的电流为：
IR2=VGS6R2=IB+IC---(11)]]>
即：
IB=VGS6R2-IC---(12)]]>
由于VGS6随温度增大而减小，而电阻R2又是随温度增大而增大，因此流过电阻R2的电流为负温度系数电流。并且通常IC的温度系数要比IR2小，所以IB仍为负温度系数电流。
所述的基准电压输出电路由MOS管M10、M11和电阻R3组成，其作用主要是提供正温度系数的电阻值，以产生稳定的电压输出。由图1可知，M10的漏极电流ID10和M11的漏极电流ID11分别为电流IA和IB的镜像，均为负温度系数电流。因此，总的基准电压输出为：
VREF=((W/L)10(W/L)2×IA+(W/L)11(W/L)7×IB)×R3---(13)]]>
将式(7)和(12)代入式(13)可得：
VREF=(W/L)11R3(W/L)7R2VGS6+[(W/L)11(W/L)5-N(W/L)11(W/L)7]nR3R1ln[(W/L)4(W/L)3]VT---(14)]]>
其中：
N=ICIA---(15)]]>
观察式(14)，如果电阻R1、R2和R3为同一种材料，则温度系数相同，因此同时作为分子分母的电阻的温度系数可直接消去，即式(14)可以表示为：
VREF=(W/L)11R3*(W/L)7R2*VGS6+[(W/L)11(W/L)5-N(W/L)11(W/L)7]nR3*R1*ln[(W/L)4(W/L)3]VT---(16)]]>
其中，R1*、R2*和R3*分别为T＝25℃时电阻R1、R2和R2的阻值。令：
α=(W/L)11R3*(W/L)7R2*---(17)]]>
β=[(W/L)11(W/L)5-N(W/L)11(W/L)7]nR3*R1*ln[(W/L)4(W/L)3]---(18)]]>
要使输出基准电压Vref在某一温度T0下的温度系数为0，即：
∂VREF∂T=0---(19)]]>
只需要满足：
αβ=-T0kKGq---(20)]]>
其中KG为栅极电压的温度系数。
下面讨论本发明对MOS管沟道长度调制效应的补偿作用。众所周知，当MOS管处于饱和区时，漏-源电压的变化会引起漏极电流的变化，这也就是MOSFET的沟道长度调制效应。而所述的负温度系数电流产生电路可以对此效应在一定程度上进行抑制，从而当电源电压变化时，输出基准电压可以保持相对稳定。把式(15)代入式(12)，则：
IB=VGS6R2-NIA---(21)]]>
因此，式(13)化为：VREF=[(W/L)10(W/L)2×IA+(W/L)11(W/L)7×(VGS6R2-NIA)]×R3---(22)]]>
由式(4)，将(VGS6/R2)对VDD进行微分，可得到表达式：
∂(VGS6/R2)∂VDD=nVTID6R2∂ID6∂VDD=nVT(W/L)5ID6R2(W/L)2∂IA∂VDD---(23)]]>
因此，将等式(22)对VDD进行微分，并且由式(23)可得：
∂VREF∂VDD=[(W/L)10(W/L)2-NIA(W/L)11(W/L)7+nVT(W/L)5(W/L)11ID6R2(W/L)2(W/L)7]×R3×∂IA∂VDD---(24)]]>
观察式(24)可以得出减去的[NIA(W/L)11/(W/L)7]有助于减小由于沟道调制效应影响IA而导致影响的Vref的变化。虽然参数N可以用来补偿沟道长度调制效应，但是它也并不能太大，否则MOS管M7和M8就不能有合适的漏极电流。