特别适用于移动无线装置的接收器装置 【技术领域】
本发明系关于一种特别用于移动无线装置之接收器装置。
背景技术
目前的数字移动无线系统通常是专指全双工系统。全双工系统的特色在于其能够同时进行传送与接收，且当未能同时执行传送与接收时，亦可产生索引至上下文中的全双工系统；然而用户并未注意到其传送方向间之转换的发生。
原则上，目前具有两种不同的双工方式：在“频分双工”(FDD)的情形中，系于不同的专用频带中执行传送与接收；而另一方面，在时分多路复用(TDD)的情形中，传送方向则被分割于不同时间或时隙中进行。
在广泛使用之移动无线装置标准GSM(全球移动通信系统)中，结合了TDD与FDD之方法以制造并整合尽可能便宜的无线电收发机。
特别是在目前移动无线装置系统的接收部分中，基于其偏移问题的考量，便渐渐使用“低中频之接收器架构”来取代内差式接收器架构(直接转换)；在低中频接收器架构的情形中，首先将所接收之无线频率信号降频至一较低之中频(IF)，并于一第二步骤转换至基频。
在以此方式所设计的无线电收发机之间具有一点对点(point-to-point)连接，其通常所产生的问题在于，与零频不同的是，中频系表示总是需要改变在传送与接收时隙之间的信道；亦即即使无须实际改变名义上之一信道，仍必须将该无线电收机中的锁相回路固定至传送与接收时隙之间的一个新频率。然而，这将大幅降低了在总资料率中利用传输信道所产生之净数据传输率。
专利文件DE 100 46 586“边带选择(sideband selection)”具体说明了解决了此一问题之数据传输系统，其系藉由该低中频接收器的接收边带之设定而达成。在此例中，对一点对点连接而言，两接收器其中之一将所接收之一无线频率信号降频转换为一个具有正中频之复数值中频信号，而另一个接收器则将其降频为一具有负中频之基频IQ信号；这表示在每次传送与接收时隙之间，并不需要将锁相回路固定至一新的载频，因此，便能够使用一个具有低闭锁时间之锁相回路(PLL)。
一具有一象频(image-frequency)抑制混频器之接收器结构可用于作为正或负中频等级之替代使用，亦可用于该点对点连接之无线部分。
然而，在这样的接收器结构中仍然存在一个缺点，亦即该等接收器设计必须设计为能够在该信道频率低于该第二混频频段的局部振荡频率以及该信道频率高于该第二混频频段的局部振荡频率等情形中，于第二降频混频频段将中频降频为基频。
解决此一问题之一至少理论上之可能性系涉及在上述两种经常发生的情形中重复设计的对应的模拟与数字组件，这便表示该等设计已增加了额外之复杂性。
本发明之一目地具体指明了一接收器装置，特别是用于移动无线装置之接收器装置；其系适用于具有一时分双工组件之移动无线方法，因而可使用一具有低闭锁时间之锁相回路，同时其几乎不具设计上之复杂性。
【发明内容】
本发明系藉由一接收器装置，特别是用于移动无线装置之接收器装置，而达成上述目的，该接收器装置具有：
-一降频混频器，用于增加复数值信号，该降频混频器具有一包含一同相连接与一正交连接之第一输入；具有一包含一同相连接与一正交连接之第二输入；以及具有一包含一同相连接与一正交连接之输出；以及
-一装置，其系用于根据一控制信号而转换该等同相与正交连接，所述之装置系连接至该降频混频器之该第一或该第二输入，且其具有一同相输入与一正交输入、以及一同相输出与一正交输出，所述之装置具有一第一切换状态，其中该同相输入系连接至该同相输出，而该正交输入系连接至该正交输出，且具有一第二切换状态，其中该同相输入系连接至该正交输出，而该正交输入系连接至该同相输出。
本发明之原理系用于所接收之有用信号的复数值信号处理；本发明之原理系根据该有用信号是处于较高边带或是较低边带，而决定是否互相转换复数值信号的同相与正交分量；在此情形中，无论是复数值有用信号本身、或是同样提供至该混频器之局部振荡信号，都能够产生此互相转换。
在混频器输入之复数值信号的同相与正交分量互相转换之此一选择使信号能够进而在无关调变较高或较低边带的情形下被处理；根据本发明之原理，该局部振荡频率可于传送与接收之间保持不改变，而仍能将高于该局部振荡频率或是低于该局部振荡频率之信道降频，其端视于所调变之边带。
由于在上述本发明之原理中，仅需额外之二或四个多路复用器，因此其几乎不具执行上之复杂性，本发明不需额外用于转化接下来的解调或是相差信号之组件；此外，该降频混频器亦不需该改变其旋转方向。
根据该局部振荡频率或该有用信号本身之切换、或是在I与Q信号组件方面之互相交换，由该降频混频器所产生之输出信号亦可具有该信号所需之一90°相差及/或一反向之算术符号，然而这对于信号在接收器中被进一部处理时并没有不好的影响。
根据本发明之一较佳实施例，用于互相转换同相与正交连接之装置包含一第一多路复用器与一第二多路复用器；该两多路复用器之输出系连接至该降频混频器之第一或第二输出的同相与正交连接。
因此，具有两多路复用器之用于互相转换同相与正交连接的该装置系于该降频混频器之输入处互相转换该有用信号或局部振荡信号的同相与正交分量。
该两多路复用器较佳为各具有彼此连接之一第一与一第二输入，使得该等多路复用器之输出提供之复数值信号可分为未转换之同相与正交分量或是具有互相转换分量之形式，其系端视于一控制信号。在较佳的实施例中，控制输入系为彼此连接，以提供转换控制信号。该控制信号系根据该降频混频器在输入处的有用信号是否关于其较高或较低边带而加以调变。
较佳为，该接收器装置具有一外差式结构，例如一低中频(low-IF)接收器结构。在此装置中，除了前述之将一中频信号降频至基频之降频混频器外，用于将一无线频率信号转换至一复数值中频信号之另一降频混频器系连接至输入端的上游处。在较佳实施例中，该两降频混频器各被供以一适合的局部振荡频率，其可由例如个别之锁相回路所产生。在此类型之外差式接收器结构的情形中，用于转换同相与正交连接的该装置系因而连接于该两降频混频器之复数值有用信号路径上，或连接于产生局部振荡信号之频率产生器与将中频频级转换至基频之降频转换器之间。
在较佳实施例中，当用于互相转换同相与正交连接之该装置系连接于两降频混频器之间时，用于互相转换同相与正交路径之另一装置系连接至将中频频级转换至基频之该降频转换器的输出；这样能够使得由该有用信号的分量之互相转换所产生的一算术符号再次被补偿。
在本发明一般形式之较佳实施例中，一解调器系连接至降频混频器的输出侧，其系用以解调从中频频级降频至基频之信号；此一解调器较佳为具有一自动调相线路形式或是一延迟解调器之形式，其端视于信号处理之静止时期是产生于模拟或数字形式。
本发明进一步之细节与优点系于权利要求各依附项中说明。
【附图说明】
本发明系藉由下述之实施例说明，并配合下列图式而加以详细说明，其中：
图1系以一简化之方块图说明本发明之一第一实施例，以及
图2系以一简化之方块图说明本发明之另一实施例。
【具体实施方式】
图1说明了具有一降频混频器1之一接收器装置，其系设计以将一有用信号从中频频级降频至基频，该有用信号为一复数值信号；在此一情形中，该复数值信号系为一分至一同相分量与一垂直之正交分量之信号，而用于复数值信号处理之该等混频器1亦称为IQ混频器。本发明中的降频混频器1包含了四个混频单元2至5，其各具有两输入与一输出，以提供一加成信号。第一混频单元2之第一输入系连接至该混频器1之同相输入6，该第二混频单元3之第一输入亦作同样之连接；而该第三与第四混频单元4与5之第一输入系连接至该降频混频器1之正交输入7；该等混频单元2至5之第二输入系供以一局部振荡信号，该局部振荡信号系于一供至输入6与7之有用信号I、Q之载频。然而在此例中，具有一用于互相转换该局部振荡信号之同相与正交分量的装置8与9，所述之装置系连接于一频率产生器17与该混频器1之第二输入之间；此一装置8、9包含一第一多路复用器8与一第二多路复用器9，该等多路复用器8与9各具有两输入与一输出、以及一控制输入10，用于提供一转换命令。该多路复用器8之输出系连接至该等混频单元3与4之第二输入，而该第二多路复用器9之输出系连接至该第一与第四混频单元2与5之第二输入；该两多路复用器8与9之第一与第二输入系分别彼此连接以形成用于提供一局部振荡信号之一局部振荡输出，其中该局部振荡信号含有彼此呈90°之信号分量。一频率产生器17系连接至由此方式所形成之0°/90°局部振荡输入，其系设计为一具有信号调节之锁相回路。该降频混频器1不只包含了该等混频单元2至5，亦包含了两加总节点11与12，其各具有两输入与一输出；该混频单元4之输出系以一非反相方式连接至该加总节点11之一输入，而该混频单元4之输出系以一反相方式连接至该加总节点12之一输入；该等混频单元3与5之输出系连接至该加总节点12之该等输入。该等加总节点11与12之输出形成该降频混频器1之IQ输出，并连接至另一信号处理频段13，其依次之输出具有一连接之解调器14；作为一复数值信号之与解调信号系被供至该解调器14。
该IQ输入6与7具有连接之另一降频混频器频段18，其将一天线所接收之一无线频率信号转化为一中频频级；在该中频频级上，亦具有另一信号调节装置，例如一放大器或一滤波器，其系位于该混频频级18与混频频级1之间；但由于其无助于对本发明之了解，因而不在图中加以标示。
本发明系根据该有效信号是被调变至哪一边带而允许该局部振荡频率藉由其同相与正交分量之互相转换而保持未被改变，亦允许高于该局部振荡频率之信道的降频转换，且在另一方面也允许了低于该局部振荡频率之信道的降频转换；此部份将由一复数值信号s(t)＝I(t)+jQ(t)，并利用下述之数学表示方式加以说明：
sLO＝exp(-jωIFt)，
s+IF＝exp(j[ωIFt+(t)])，
s-IF＝exp(j[-ωIFt+(t)])，
s+IF*sLO＝exp(jωIFt+(t)-ωIFt])＝exp(j(t))，
s-IF*sLO，I<->Q＝j*exp(j[-ωIFt+(t)]+jωIFt])＝j*exp(j(t)).
其中sLO系为局部振荡信号，SLO，I<->Q系为具有互相转换之正交分量的局部振荡信号，s+IF与s-IF系为具有调变之较高边带与较低边带之IF信号，而ωIF系为中频信号之角频率。
因此，利用本发明之较佳实施例来调变较高或较低边带时，可使用重复设计之模拟与数字组件而执行；而在另一较佳实施例中，可利用一锁相回路来作为频率产生器17，所述之锁相回路在信道维持相同时，并不需要改变其传送与接收时隙之间的频率。
正如先前所说明的，同相与正交分量互相转换之多路复用执行系可取代该LO信号而实施于该有用信号中；图2系说明了关于此一类型之一较佳实施例。
图2系本发明之一替代实施例的方块图，其中所使用之组件、较佳之互相连接与操作方式大部分接与图1对应；因而不再赘述其重复部分。然其不同处在于图2所描述之多路复用器8与9的配置并非作为提供局部振荡信号与该等混频单元2至5之该等第二输入的上游处之用，而是作为在该等混频单元2至5之第一输入及其有效信号路径之用。此外，为了补偿该有效信号中之任何负向算术符号，其更具有用于互相转换同相与正交连接之另一装置15与16，且该装置系连接于该处理单元16与该解调器14之间的I与Q路径中。
具体而言，该降频混频频段之同相输入6系连接至该第一多路复用器8之第一输入与该第二多路复用器9之第二输入；而该正交输入7系连接至该第一多路复用器8之第二输入与该第二多路复用器9之第一输入。该两多路复用器8与9之控制输入系彼此依次连接至一转换输入10，以转换该转换装置8与9之一第一与一第二切换状态。该多路复用器8之输出系连接至该第一与第二混频单元2与3之第一输入，而该第二多路复用器9系连接至该第三与第四混频单元4与5之第一输入；该局部振到信号之一分量系被供至该第一与第四混频单元2与5之第二输入，而该复数值局部振荡信号之另一垂直分量系被供至该第二与第三混频单元3与4。针对此一构想，该等混频单元2至5之第二输入系连接至该频率产生器17之0°/90°。该降频混频器1之设计系与图1所示者维持不变；用于互相转换同相与正交连接之该装置系包含两多路复用器15与16，其各具有两输入与一输出，如图2所示之多路复用器8与9，其系连接以根据控制信号而将中频处理频段13输出处之未改变的或互相转换的同相与正交分量提供至该解调器14。
这使得所处理之调变信号可藉由该I与Q路径之再次互相转换而具有正确的算术符号。
如图2所示之电路的工作方式系同样利用一数学描述而以与图1相似的方式说明：
s-IF，I<->Q*sLO＝j*exp(-j[-ωIFt+(t)]-jωIFt)＝j*exp(-j(t))，
其中s-IF，I<->Q表示具有互相转换之正交分量的有用信号。
由此可知，如图1所示的例子，于该电路输出处所抽出(tapped off)之该等信号与所希望之信号之间具有一90°之相差，但这对信号处理并不会有不良影响。
如图2所示之电路的优点系对应至图1所示之实施例，因而不再加以赘述。
能够达成本发明之根据一控制信号而互相转换同相与正交分量构想之其它电路亦同样在本发明所欲保护之范畴中。
【组件代表符号】
1 降频混频器
2 混频单元
3 混频单元
4 混频单元
5 混频单元
6 同相输入
7 正交输入
8 多路复用器
9 多路复用器
10 控制输入
11 加总节点
12 加总节点
13 中间处理
14 解调器
15 多路复用器
16 多路复用器
17 LO频率产生器
18 降频混频器