本发明一般地涉及声音重放装置，例如，磁带录音机，更具体地说，涉及除在被记录的速率之外，在重放速度上，可完成音频信号音调变换的重放装置。 在电子设备中，例如，磁带录音机和磁带放音机，电机的旋转频率或转数不仅被控制在磁带的额定速度上驱动，而且电机的旋转频率还能够响应于由用户执行可变磁带速度操作而变化。
此外，在其它一些电子设备中也存在有根据用户提供音调变换量相对于从磁带或类似装置中重放的音频信号来完成音调或频率变换的过程，于是在重放的声音信号中，增加或减少音程，即改变声音的音调。
另一方面，当磁带驱动速度是在声音记录速度上发生变化时，被重放的声音的音调也发生变化。因此，在很大的程度上可能几乎听不到以及听不清楚这种音调发生变化的重放声音。因此，最好是，在上面所描述的完成音调变换，以得到具有甚至在高速重放或低速重放时，都很容易听到的音程的声音。例如，磁带在讨论会或商务会上已经被记录的情况下，当该磁带在高速重现或重放时，则谈话声音的音程变得比正常的高，因此所记录声音的内容就不容被理解。相反地，当以这种方式完成声音输出的音调变换时，使该输出声音的音程降低，每个人都能听到具有容易听到的音程的重放声音，例如，在额定磁带驱动速度时的音程。
此时，音调变换量不能由用户手动控制，但是，预选的音调变换量被自动地设定在相应于磁带驱动量速度量的变化上。甚至于当用户改变磁带驱动速度时，如果具有在额定磁带驱动速度期间得到的音程的这种声音作为输出信号被重放，则有用的设备能够完成。
为了预定音调变换量自动设定到相应于磁带驱动速度变化的量，所有先前建议的系统都要求有一个能检测磁带驱动速度的机构。例如，一个频率发生器（FG）的旋转频率检测机构安装在供磁带驱动的电机上以及产生一个音调控制信号，用于设定音调变换量以相应于该旋转频率检测机构的输出量。为检测用在电机伺服电路中的可变电阻器滑动触头的位置以控制磁带驱动速度，一个检测可变电阻器被机械地耦合到速度控制可变电阻器上，然后根据该检测可变电阻器的电阻值产生音调控制信号。
当预定的音调变换量被自动设定在相应于磁带驱动速度的变化量时，于是就需要这样一个检测机构，因此从制造成本和部件安排的观点来看是不利的。
本发明已经考虑到上述的问题，因此，当它是这样构成时，以便磁带驱动速度是根据检测电机旋转频率以及预先确定的音调变换量被自动设定到磁带驱动速度的变化量时，本发明的目的是解决在制造成本和部件安排方面的很大不便之处。
为此目的，根据本发明的一个方面，声音重放装置具有能够由额定驱动速度改变记录介质的重放驱动速度以及还能够由记录介质变换重放声音信号的音调的音调变换装置，音调变换装置是这样安排的，以致于当额定驱动速度改变记录介质的驱动速度时，音调变换操作是根据速度变化量来执行相应于用于预选择音调变换量的音调控制信号。重放声音信号具有与在额定驱动速度能被输出期间基本相同的音调，并且音调控制信号的产生作为相应于由使用电机的驱动信号驱动记录介质的速度的信号，该电机在重放期间驱动记录介质。
此外，它的安排以致于音调控制信号的产生作为相应于由使用旋转频率控制信号驱动记录介质的速度的信号，该信号用于控制旋转频率，即提供用于记录介质重放驱动的电机的转数。
应当注意的是，电机驱动信号相应于与记录介质的驱动速度有关的信号。类似地，用于控制旋转频率的旋转频率控制信号，即电机转数相应于与指示记录介质的驱动速度的电机转数的信号有关。
因此，例如按比例地相应于记录介质驱动速度的DC电压能够从这些信号中得到。如果该电压被利用，那么音调控制信号就能产生来执行控制，以致于预定的音调变换量就自动设定到相应于驱动速度的变化量，甚至于当用于检测记录介质驱动速度的FG机构不存在时也是如此。
图1是本发明的第一实施例的方块图。
图2是第一实施例磁带录音机的透视图。
图3是用于说明根据第一实施例脉冲发生单元的工作图。
图4是表示第一实施例的f/v变换单元的输出特性图。
图5是第一实施例的脉冲发生单元的电路图。
图6是用于说明第一实施例的音调变换单元的工作特性的说明图。
图7是用于说明第一实施例的音调变换单元的工作特性的说明图。
图8是用于说明第一实施例产生音调控制信号工作的说明图。
图9是用于说明第一实施例的磁带录音机中音调变换过程的说明图。
图10是用于说明第一实施例的磁带录音机中音调变换过程的说明图。
图11是用于说明第一实施例的磁带录音机中音调变换过程的说明图。
图12是用于说明第一实施例的磁带录音机中音调变换过程的说明图。
图13是表示图1更详细的音调变换单元的方块图。
图14是根据本发明第二实施例的主要部分的方块图。
图15是图14电路中，在伺服参考信号中所得到的电压与频率的关系图。
图16是第二实施例的脉冲发生单元的电路图。
图17是用于说明根据RC时间常数变化的伺服系统的说明图。
图18是用于说明第二实施例的伺服系统的说明图。
图19（a）和19（b）是用于说明用于转数的操作量和变化率不表示线性特性情况的说明图。
图20（a）-20（c）是用于说明在第二实施例中用于转数的操作量和变化率之间特性的说明图。
图21是第二实施例的伺服参考信号产生单元的电路图。
图22是用于说明在第二实施例中，电阻器装置并联连接在驱动操作控制的一端和中心抽头之间连接情况的说明图。
图23是用于说明在第二实施例中，电阻器装置并联连接在速度变化电阻器的一端和中心抽头之间连接情况的说明图。
图24是用于说明在第二实施例中，电阻器装置并联连接在速度变化电阻器的一端和中心抽头之间连接情况的说明图。
本发明的第一实施例提供由使用设定记录介质的重放驱动速度的电机的驱动信号来产生的音调控制信号，而本发明的第二实施例提供的音调控制信号是由使用用于控制设定记录介质的重放驱动速度的电机的旋转频率的旋转频率控制信号产生的。
首先，一个盒式磁带记录/重放装置，即所谓的磁带录音机，现在结合第一实施例再参考图1到12来说明。
图2是磁带录音机1的总体透视图，其中标号2表示磁带录音机装载单元，标号3表示平面传声器，标号4是扬声器，标号5表示操作键，用于执行磁带的各种操作，如重放、录音、停止、快进以及倒带。标号6表示音量控制旋钮、用于控制从扬声器4重放的声音音量。
在该磁带录音机1中，标号7表示音调变换模式键，标号8表示相应于可变电位器（在图2中表示出）操作的速度控制旋钮，用于改变磁带速度，标号9是相应于可变电位器（在图2中表示出）操作的音调控制旋钮，用于手动控制重放声音的音调变换量。
标号10表示外部传声器连接插座，11表示耳机输出插座。
在该磁带录音机1中，在重放期间用户向正（+）方向转动速度控制旋钮8，以便记录在磁带上的声音随着磁带驱动速度的增加而重放，相反的，用户向负（-）方向转动速度控制旋钮8时，就随着磁带驱动速度的减少的重放。
对于音调变换模式键7而言，由该模式键限定其三个设定位置。更具体地，关状态、手动状态，以及自动状态都由模式键7的模式操作而设定。
在手动模式状态下，用户向正（+）方向转动音调控制旋钮9，由此增加重放声音的音调，或者向负（-）方向转动，由此减少重放声音的音调。
此外，在自动状态情况下，重放的声音以出现在磁带在额定速度驱动时的音调输出，与其时磁带速度无关。在重放期间，当速度控制旋钮8正常地转到增加/减少磁带驱动速度时，即重放信号的频率将随着速度控制而增加/减少，然而，在该自动模式情况下，音调变换是由相应于磁带驱动速度的变化改变重放信号频率在最初的频率上来完成的，以致于重放声音似乎是在正常磁带速度情况下输出的。例如，当磁带控制是以那种增加时，重放声音的音调则增加5种声音，执行音调变换过程，以便降低5种声音和重放信号的音调。
应当注意的是，音调控制旋钮9在该自动状态模式下不工作。
当音调变换模式键7变成断开状态时，对手动/自动状态就没有音调变换过程，前面描述的将被完成。
图1是磁带录音机1的主要内部部件的方块图。符号“T”表示绕在一对卷轴上和存放在磁带盒中（未示出）的磁带。在本实施例的磁带录音机1中，当盒式磁带装入盒式磁带装载单元2时，并且进行记录或重放操作，磁头21紧靠在磁带T上，以便记录/重放音频信号。
标号22a表示主轴，22b表示压带轮，主轴22a和压带轮22b随着夹在其间的磁带T旋转，以便磁带T在相应于主轴22a的旋转速度的预定速度上驱动。
主轴22a的旋转由诸如3相无刷电机23来完成。在伺服电路25的控制下，从电机驱动单元24来的3相驱动信号（U、V、W）加到电机23，以使电机23在预选的旋转速度上旋转。伺服电路25根据伺服基准信号Esv控制电机驱动单元24的输出。
伺服基准信号Esv由伺服基准信号发生单元26根据速度控制旋钮8的操作产生。换句话说，当速度控制旋钮8设定在中间位置，如图2中“N”表示的位置时，可变电位器（未示出）的阻值由具有在它的阻值范围的中间阻值的速度控制旋钮8来改变，以便于伺服基准信号Esv是通过电机23的旋转频率提供磁带额定驱动速度获得的。当速度控制旋钮8在正方向转动时，产生的伺服基准信号Esv以使得电机23的旋转频率是根据该转角和磁带驱动速度的增加而增加。相反地，当速度控制旋钮8在负方向转动时，输出的伺服基准信号Esv是使电机23的旋转频率根据该转角和磁带速度的减小而减少。
关于该伺服基准信号Esv的进一步描述，将关系到第2实施例的描述。该伺服基准信号Esv相当于从电阻电容（RC）时间常数电路输出的信号，其中，输出信号是根据响应于速度控制旋钮8的操作的可变电位器的电阻值改变电容器的充电电压而得到的。相应于该输出信号的频率由伺服基准信号Esv表示，伺服电路25完成伺服操作。
在音频信号记录系统中，从传声器输入的音频信号或从连接到外部传声器插座10的外部传声器得到音频信号这由开关26来选择，输入信号经放大器27放大，以致放大的音频信号加到录音处理单元28。然后，在录音处理单元28中已经完成录音均衡处理和电平控制处理的音频信号经过开关29的R端加到磁头21并且记录在额定速度驱动的磁带T上。
在重放时，由磁头21从磁带T中读出信号，经过开关29的p端加到重放处理单元30，在其中完成重放均衡处理和类似的处理。
从重放处理单元30输出的音频信号由A/D变换器31变换成数字音频信号，并且数字音频信号加到音调变换单元32，其构成，比如一个数字信号处理器（DSP）。
音调变换单元32相对于响应于音调变换控制信号SPT的输入数字音频信号，执行音调的增加/减少过程，由此，输出音调变换音频信号。
音调变换单元32的输出信号由D/A变换器33转变为模拟信号。然后，在电平控制已经由音量控制旋钮6可改变音量控制34完成之后，该模拟信号由输出放大器35放大到预定电平并作为声音或语音信号从扬声器4输出。否则，该模拟信号送到耳机输出插座11，作为在连接到该耳机输出插座11的耳机上的声音或语音输出。
在音调变换单元32中，从A/D变换器31输入数字音频信号被写入RAM并以不同于写的方式从RAM读出，以便实现音调或频率变换。现在说明该音调变换操作过程。
假设A/D变换器31的采样频率是16KHz，每1/16000秒（62.5微秒）一位数据序列地写入音调变换单元32的RAM（在图1中未示出）中。当数据是按照数据写操作每位1/16000秒的序列从RAM读出和顺序输出时，就能够按来自D/A变换器33输出的信号重放与到A/D变换器31的输入信号相同的波形。这样，就不执行音调的变换。
另一方面，当音调变换被执行时，RAM的读数据方法改变如下：首先，在图9中，在其中表示音频的频率乘以1/2的情况，换句话说，音调低一个倍频程（八音度）。现在假设从A/D变换器31输入信号的波形是表示在图9下部分的波形，由A/D变换器31采样数据是D1，D2……Dn，然后送到音调变换单元32。还假设这些数据D1，D2……Dn以相应于声音或音频数据的30毫秒写入音调变换单元32的RAM中。
在此，当从RAM读出时，如果数据是序列地以两倍于第一数据D1读出，那么从数据D1-Dc产生的波形如图9上部分所表明，是最初周期的一半（15ms）。就是说，这样读出的数据加到D/A变换器33，只是产生了高频信号波形的一半，因此这就意味着音调变换到低的一个倍频程。这就应当理解为，半周期15ms的子序列数据（Dc+1到Dw）在这种情况下就不需要了。
接下来，图10表示频率乘2的情况，因此声音音调增加一个倍频程。现在假设A/D变换器31的输入信号波形与图9下部分的波形相同，则输入音调变换单元32并存入RAM的数据是D1，D2……Dn。
在这种情况下，每一个第二数据由磁头读出存贮在RAM中整个数据的数据。也就是说，该数据从RAM中以D1、D3、D5、D7……Dn的序列顺序地读出，由此，在图10的上部分中所示的波形被产生，如由从下部分波形到上部分波形的实线箭头所表示的。应当理解的是，由于存贮在RAM中30ms周期的数据作为第一个第二数据D1、D3……，读出，产生仅15ms周期的合成波形。因此，在最后数据Dn已读出后，从D3、D5、D7……，Dn的数据再以图10中从下部分波形到上部分波形用虚线箭头表示的相同序列读出。因此，如图10上部分所示，产生具有为原始信号两倍的音调的波形为30ms周期。
此外，当该音调变换成在半个音调和二倍音调之间的中间情况时，RAM读方法根据中间音调变换量而变化。例如，图11所示的情况，其中声音是音调变换为-30%，即大约-3.5全音程。
在这种情况下，对保持在RAM中的数据D1到Dn，一块数据被加倍并以每三块数据两倍从RAM读出。就是说，以D1、D2、D3、D3，D4、D5、D6、D6……的序列读进数据之后，当数据DE已经读出时，就产生了相当于输入数据30ms时间长度的音调变换数据，如在图11中上部分波形说明的。该音调变换数据由D/A变换以产生一个音调已变换到向下大约-3.5全音程。
类似的，在其它的音调变换量的情况下，读RAM方法被设定到相应于它们完成适量的音调变换的音调变换量。
再回来参见图1，在音调变换单元32中，用于控制音调变换量的音调变换控制信号SPT由音调控制信号发生单元36和52产生，并由开关38选择从这些单元中的一个输出，加到音调变换单元32。
由用户操作音调模式控制键7来转换开关38。当音调模式键7的滑动位置设定在手动模式位置时，开关38的MN输入端连接到输出端。当音调模式键7的滑动位置设定在自动（AT）模式位置时，AT输入端连接到输出端。当音调模式控制键7的滑动位置设定在断开模式位置时，空白OF端连接到输出端。
当开关38连接到OF端时，没有音调变换控制信号SPT加到音调变换单元32，因此就没有执行音调变换。
当开关38连接到MN端时，根据相应于音调控制旋钮9的操作起作用的可变电位器的阻值，具有预选电位的音调变换控制信号SPT是从音调控制信号发生单元36产生的，然后加到音调变换单元32，以便音调变换过程的进行与由用户操作音调控制旋钮9相一致。
当开关38连接到AT端时，音调变换过程是以该方法进行的：即重放声音用相应于当磁带在与现在的速度无关的额定速度驱动时的音调输出。结果是，具有预定电位的音调变换控制信号SPT根据现在磁带驱动速度信息从音调控制信号发生单元52输出，然后加到音调变换单元32。因此，甚至当磁带速度被选择快于额定速度或慢于额定速度时，就能重放具有正常全音程和音调而又容易听见的声音。
在音调变换量、额定驱动速度上的频率fo以及音调变换后的频率fn之间的关系由下面公式表示：
fn＝2n/12×fo（1）
在此n＝音调变换量×2
在图12中的关系由该公式得出。
图12表示包含在音调变换单元32中的变换表，例如，在图13中更详细表示。当操作电压VDD设在3.5V时，图12中的列（a）表示与音调变换控制信号SPT有关的音调变换量。在该例子中，当设定在3.5V时，32级电压是相对于该操作电压VDD设定的，音调控制信号发生单元52把它们加到音调变换单元32作为音调变换控制信号SPT。例如，如从列（b）V看到的，在音调变换控制信号SPT＝2.19V到2.08V时，就不执行音调变换。在音调变换控制信号SPT是在VDD＝3.5V时，音调变换被执行以便于声音增加b个全音程（1个倍频程）。而在音调变换控制信号SPT当VDD＝0.88V到0.77）V时，音调变换被执行，以便声音减少6个全音程（1个倍频程）。
此外，在自动模式情况时，如图12中列（e）所示的，根据电机转数的变化，就是说，根据磁带驱动速度执行音调变换。由电机转数（磁带驱动速度）的这变化产生重放音频的音调变换量，相当于图12中的列（b）。
图12中的列（c）表示与当音调变换量是零时的声音数据和其它的音调变换量的声音数据变化有关的频率变化率。也就是，在额定驱动速度期间，在磁带驱动速度中的变化产生在重放音频信号中音调变化返回到重放音频信号的音调，以及执行在图12中列（d）表示的相应于频率变化率的音调变换过程。
换句话说，当自动模式被设定时，音调控制信号发生单元52能产生音调变换控制信号SPT，该信号SPT变为相应于以列（e）表示的电机转数的列（a）的电压值。因此，图1的磁带录音机能够产生具有与磁带驱动速度无关的正常音调的声音输出。
应该注意的是，在那种情况下，音调控制信号发生单元52要求一个线性响应于磁带速度变化的信号或响应于磁带速度变化成比例电压变化，作为磁带驱动速度信息。
为此目的，脉冲发生单元50的频率电压变换单元51被用在该实施例中。
脉冲发生单元50接收，例如从电视驱动单元24输出的驱动信号的3相（U、V、W）中的U相信号波形以及产生相应于该U相波形的频率的脉冲。在图3（a）、3（b）、3（c）中，分别表示脉冲发生单元50在磁带驱动在额定速度、高速、和低速期间的各种操作。
脉冲发生单元50包括比较器（未示出），用于U相驱动信号与基准电压Vref10的比较，还包括单稳多谐振荡器（未示出），用于使用从作为触发器的比较器的输出脉冲的上升沿输出一个具有固定脉宽（Ww）的脉冲。从图3（a）-图3（c）显见，相应于U相驱动信号的频率脉冲能够被得到，并作为单稳多谐振荡器的输出。从该单稳多谐振荡器输出相应于具有根据磁带驱动速度确定的频率的脉冲。
从脉冲发生单元50输出的信号在f/v变换单元51中，使用如图4所的变换特性变换成与频率成比例的电压值，然后变换后的电压信号加到音调控制信号发生单元52。换句话说，加到音调控制信号发生单元52的电压值是与磁带速度的变化成比例变化的。因为在自动模式中，该电压信号是用于控制上述音调变换过程的，根据图12中所示值的音调变换控制信号SPT能够输出。
在图13中更详细地表示了音调变换单元32以及具有表示SPT和存贮在只读存贮器（ROM）90中音调变换量之间关系的图12表格。ROM90接收SPT信号，并从ROM90读出量送到与数据存储器（RAM）92有关的数字信号处理器91。数据存储器92与数字信号处理器91都是以常规方式工作。从A/D变换器31输入的声音数据作为输入信号被送到数字信号处理器91，该处理器产生音调变换声音数据是响应于从ROM90表示的音调变换量送到D/A变换器33的。
图5表示相当于脉冲发生单元50，f/v变换单元51、以及音调控制信号发生单元52的实际电路的例子。
在图5中，标号80表示一个输入端，在其上加有相应于从电机驱动单元24输出的U相驱动信号。标号81至87表示由IC芯片构成的电路单元，其中标号81是一个单稳多谐振荡器，标号82表示比较单元，以及标号83表示运算放大器单元。标号84是模拟开关单元，标号85表示一个反相器，标号86表示“异或”（EX-OR）电路，以及标号87表示运算放大器单元。标号88表示输出端，由此输出音调变换控制信号SPT，该信号相当于从图1的音调控制信号发生单元52输出的信号。
送到输入端80的U相驱动信号加到用在比较器单元82中的比较器82a的（-）端入端。由电阻器R804和R805分压电源电压Vcc产生的基准电压Vref10加到该比较器82a的（+）输入端。
因此，如图3（a）至3（c）中说明的，U相位驱动信号与基准电压Vref10在比较器82a中比较，以便输出相应于U相驱动信号频率的脉冲。
从作为触发器的比较器82a输出的信号加到单稳多谐振荡器81。在单稳多谐振荡器81中，如图3（a）至3（c）所示的，从用作触发器的比较器82a输出脉冲的上升部分，和输出由电阻R801和电容C802设定的具有脉冲宽度“Wa”的脉冲。包括f/v变换单元51的单稳多谐振荡器81的输出加到由电阻器R803和电容器C805组成的串联电路并且被整流。在此，在电容器C805两端的电压变成取决于从单稳多谐振荡器81输出脉冲频率的DC电压。就是说，由于在电容器C805两端的DC电压由脉冲宽度和该脉冲时间期间限定的充电量决定，所以当脉冲周期变短时，就得到高的DC电压，相反，当脉冲周期变长时就得到低的DC电压。于是，由于从单稳多谐振荡器81输出脉冲的时间是由从输入端80得到的驱动信号的波形决定的，因此当驱动速度变快时，在电容器C805两端的电压就变得比较高。相反地，当磁带驱动速度变慢时，在电容器C805两端的电压就变低。于是，具有如图4所示特性的f/v变换输出电压，即与磁带驱动速度有关的DC电压就能够得到。
在图5的电路中，音调控制信号发生单元52响应于在电容器C805两端的电压产生音调变换控制信号SPT。
于是，在音调变换单元32中，根据音调变换控制信号SPT音调移位操作是根据图12表中的值完成的。
在音调变换控制信号SPT和图12列（a）和（b）的音调变换量之间的关系（V/声音）以及在音调变换量和图12列（b）和（c）音调零变换的频率变化率之间的关系（f/声音）这二者图示地表示在图6中。
另一方面，在音调变换控制信号SPT和电机转数之间的关系，由图7中实线表示。
由图6中显而易见，音调变换量是经常地相对于音调变换控制信号SPT的变化而变化。在这种情况下，考虑既然适当的音调变化量是在相应的磁带驱动速度的变化完成的，已变换的音调返回到如上述自动模式操作在额定驱动速度期间达到的基本相同的音调，利用电机转数检测磁带速度是比较好的，而且，音调变换控制信号SPT的电压值，在额定速度时，是相对于在从正常旋转频率（200rpm）的旋转频率的移动而均匀地变化的。可是，在音调变换控制信号SPT中的变化和在电机转数的变化之间的关系是不均匀的，如从图7中显见。
但是，当根据在额定速度的正常转数（2000rpm）观察高速一边和低速一边的电机转数时，可以看到由破折线表示的，它近似为两条直线。
换句话说，音调控制信号发生单元52产生如图7破折线表示的音调变换控制控制信号SPT，以使音调变换控制信号具有基于额定速度互相不同倾斜的两条近似直线的特性，它与响应于电机转数均匀变化的电压值对应，从f/v变换单元51得来输出（见图4）。
应当注意，因为这些是近似的直线，所以在额定速度驱动期间，音调变换信号的频率不是正好地与信号产生的频率相一致的。可是，这实际上不存在问题，因为这些频率不能近似到+0.5全音程至-0.5全音程的范围之内。
音调控制信号发生单元52的电路布置和操作以达到上述的近似现在参照图5和图8来说明。如图5所示，从f/v变换单元51输出，即在电容器（C805两端的电压加到用在运算放大器单元83中的运算放大器83a的（-）输入端。由可变电位器RV801分压电源电压Vcc产生的DC电位也经过电阻器加到该运算放大器83a的（-）输入端。另一个由电阻R832和R33分压电源电压Vcc产生的DC电位（Vref11）加到运算放大器83a的（+）输入端。
更准确地说，由可变电位器RV801从f/v变换单元51的输出电位得到的电压的电位偏移，输入到运算放大器83a的（-）输入端，然后在该电位和基准电位Vref11之间的电压差，从运算放大器83a反转输出。
从运算放大器83a输出被用作运算放大器83b的（-）输入。从运算放大器83b来的相应（+）输入的基准电压Vref11相对于该运算放大器83b的输出作为基准反转输出。
应该注意，在额定旋转频率与基准电位Vref11一致情况下，可变电位器RV801是以运算放大器83a的输出方式控制的，由此来设定上述的偏移。
关于以上所说明的工作特性，如图8中曲线①、②和③所表示的。
从运算放大器83b的输出分别加到运算放大器83c和83d的（-）输入端。运算放大器83c和83d是具有各自（+）输入端施加与在运算放大器83b中相同的基准电压Vref11的反相放大器。运算放大器83c的增益用可变电位器RV802的方法控制，而运算放大器83d的增益用可变电位器RV803的方法控制。
为什么运算放大器83b的输出同时输入到运算放大器83c和83d，和进一步为什么运算放大器83c和83d的增益控制分别由可变电位器RV802和RV803执行的原因，是要求产生这样的音调变换控制信号SPT在额定速度时，根据基准特性在高速驱动和低速驱动期间具有不同的特性，上面的描述如图7的破折线所示。
换句话说，从运算放大器83c和83d输出信号的各自特性由图8中点线/短划线④和图8中破折线⑤表示。所以，增益控制是分别进行的。此外，阴影部分⑥表示模拟开关84的输出，当电机转数是在低速时，运算放大器83c的输出④被选择用作模拟开关单元84的输出⑥。当电机转数是在高速时，运算放大器83d的输出⑤被选择用作模拟开关单元84的输出⑥。因此，在高速和低速期间，就得到了具有这样不同特性的信号。然后，由⑦表示的音调变换控制信号SPT根据模拟开关单元84的输出⑥而产生。
首先，根据在额定速度时的特性，鉴别高速时的特性和低速时的特性，运算放大器83b的输出加到比较器82b的（-）输入端。加到该比较器82b的（+）输入端的基准电压Vref14是由电阻器R816和R817分压电源电压Vcc产生，并且与在运算放大单元83中的基准电压Vref11相同。
当磁带在额定速度驱动时，由于基准电压Vref11等于基准电压Vref14，因此与运算放大器83a和83b的输出电位是一致，这是由控制可变电位器RV801以致使它与Vref11一致，当磁带在低速驱动时用于比较运算放大器83b的输出③与基准电压Vref14的比较器82b的输出将是“L”电平信号，相反，当磁带在高速驱动时，将是“H”电平信号输出。
这个比较器82b的输出由晶体管Q1在电平Vcc变换成“H”或“L”，将提供到模拟开关单元84作为开关84b的开关控制信号。这晶体管Q1的输出由倒相器85例相，倒相信号作为开关控制信号送到模拟开关单元84的另一个开关84a。因此，这些开关84a和84b之一响应于比较器82b的输出导通。运算放大器83c的输出送到开关84a的输入端，和运算放大器83d的输出送到开关84b的输入端。开关84a和84b的输出相互连接，并送到运算放大器单元87。
因此，由于响应于比较器82b的输出控制开关84a和开关84b，如上所述，当电机的转数比额定速度低时，运算放大器83c的输出④被选择用作模拟开关单元84的输出6。当电机转数比额定速度快时，运算放大器83d的输出⑤被选择用作模拟开关单元84的输出⑥。
由这模拟开关单元84选择的输出是由运算放大器87a进行放大，其增益由可变电阻器RV804调节，由此得到具有图8的⑦所示特性的未级输出。具体地说，在输出端88得到音调变换控制信号SPT。由于这控制信号送到音调变换单元32，因此，上述的音调变换操作以自动方式进行。
如前面所述，当在额定速度上磁带驱动操作与基准电压Vref11相一致的期间，必须控制可变电阻器RV801，以使运算放大器83b的输出与Vref14相一致。然而，在电机转数（2000转数/分）以额定驱动速度的情况下，当以这种方法，即音调变换量精确地变成零的制造阶段期间，该可变电阻器RV801的电阻值实际上是很难调节的。
更具体地说，当磁带以额定速度驱动时，电机转数不能连续地保持在额定驱动速度，并且，在某种程度上，存在有增加和/或减少电机转数的某种危险。
因此，如图8所示，如果，音调控制操作在与以额定驱动速度的旋转频率有关的某种允许范围内被消除，则调节值的允许范围可被加宽和调节级可变得简单。
于是，为了设定上述的消除范围，比较器82c、82d，“异或”（EX-OR）电路86和晶体管Q2被用在图5的电路中。然而，起音调变换控制信号SPT作用的运算放大器87a的输出也送到比较器82c和82d的（-）输入端。具有相互不同值的基准电压Vpef12和Vref13送到比较器82c和82d各自的（+）输入端。由于这些基准电压Vref12和Vref13，在额定速度时，下面的电位可通过电压（V）加到和减去电压值VPTO。也就是，对应于旋转频率的范围的这个电压，在额定速度时，可建立用于音调变换控制信号SPT的电压值（VPTO）设定所要求的消除范围+α%和-α%。比较器82c和82d的输出分别送到“异或”电路86的输入。
现在假设，例如，比较器82c的基准电压Vref12是VPTO+Vα和比较器82的基准电压Vref13是VPTO-Vα，与磁带驱动速度相一致的比较器82c、82d和“异或”电路86的逻辑输出被表示为：
比较器82C比较器82d“异或”电路86HLLHHHHHHHHL
也就是，如“异或”电路86的输出，当它出现在从额定速度+α%和-α%中的旋转频率的消除宽度的范围内可得到“H”输出。
如上表和图5中所表示的，通过把音调变换控制信号SPT调到地电平电位来消除由音调变换单元32的音调变换操作，以致“异或”电路86变成“H”，音调变换控制信号SPT可调到地电平。
因此，由于“异或”电路86的输出加到晶体管Q2的基极，当“异或”电路86的输出变为“H”时，晶体管Q2导通，以使端88的电位调到地电平。
应该注意，如果运算放大器87a的输出直接接到端88，则送到比较器82c和82d的运算放大器87a的输出电位也在晶体管Q2导通时下降。然后，通过把运算放大器87a的输出经过具有比端88的输入阻抗足够小的电阻的电阻器R840接到端88，可以消除比较器82c和82d的任何不利的影响，端88是音调变换单元32的控制输入端。
如上所述，根据这个实施例，由于音调变换控制信号是由电机驱动信号产生的，和音调变换过程是以自动方式执行的，先前所用的旋转频率检测机构，例如FG就不再需要了，同时进一步可避免增加电路规模和部件的总数。
在本发明的第二实施例中，音调控制信号是通过使用用于控制调节磁带驱动速度的电机的旋转频率的旋转频率控制信号产生的，并在图14中示出了这个第二实施例。使用在图1的第一实施例中所示的相同标号来表示在这附图和说明中相同电路元件，由此被省略了。
在这种情况，由于自动方式控制，必须提供到音调控制信号产生单元52的信号是类似于图4所示的电机旋转数成正比的电压值。然而，由于脉冲产生单元50和f/v变换单元51是包括在图1的实施例中，而在这个实施例中都没有采用。在速度控制旋钮8的控制下，由伺服基准信号产生单元26得到与马达旋转数成正比的电压值的信号，并加到音调控制信号产生单元52。在图15中表示了频率-电压关系。
图16表示了音调控制信号产生单元52，其中伺服基准信号直接从伺服基准信号产生单元26加到输入端80。图16所示的音调控制信号产生单元52的结构正好与图5所示的结构相同，而与图16的不同在于，在图16中没有表示脉冲产生单元50和f/v变换单元51。
首先，将描述根据这第二实施例的伺服系统和伺服基准信号产生单元26。正如第二实施例的伺服系统，伺服基准信号产生单元26产生与用户操作的速度控制旋钮8相一致的RC时间常数，并且这个时间常数作为伺服基准信号送到伺服电路25，由此电机23的转数或旋转频率被控制了。
在伺服基准信号产生单元中的操作性能够通过消除用户的不适当检测来改进，该不适当检测是由在速度控制旋钮8的操作量和以下面方式实际改变磁带速度的数量之间的差产生的。相应于速度控制旋钮8的操作的可变电阻器不直接用作改变时间常数的RC时间常数电路，但是，在RC时间常数电路中电阻值用作固定值，并且RC时间常数的充电电压是与速度控制旋钮8的操作量成正比而改变的。因此，相应于速度控制旋钮8的可变电阻器的电阻值的改变与电机23的旋转频率的改变成正比关系。
现在将利用图17、18和19（a）-19（c）进行说明，为什么用于RC时间常数电路的再充电电压的变化与在伺服信号产生单元26中速度控制的操作量成正比。
图17是根据伺服基准信号用于说明伺服电路25操作的示意图。
应该理解为：虽然这种形式的电路不同于先前实施例的电路方案，由速度控制旋钮8操作的可变电位器VR100根据伺服基准信号产生单元建立的RC时间常数电路直接用作RC时间常数调节装置。换句话说，图17表示一种简单形式，共中时间常数控制是通过改变电阻值而不改变充电电压来执行的。
在这种情况下，伺服电路单元25的E端是用作充电电压源。充电电压“E”由E端得到，它被用于对经电阻器100和可变电阻VR100串联接地的电容器C3充电。然后，电容器C3两端的电压Vc作为伺服基准信号ESV接到SAM端。伺服电路25通过使用作为基准的这个伺服基准信号ESV控制电机驱动单元24，从而电机M被驱动。应该注意，对应于可变电阻器的可变电位器VR100，其滑触头是由速度控制旋钮8移动的。总之，由可变电位器VR100和电容器C3提供的RC时间常数能够响应于用户的操作直接改变。
参照图18说明相应于图14所示的这个实施例和形式连接的伺服电路25的操作。虽然图17没有表示，放电晶体管被接到在伺服电路25中的SAW端。如图18所示，如果在接通加到电机的V相的电源的同时，放电晶体管（未示出）截止，则电容器C3开始充电操作。然后，当电容器C3两端的电压Vc达到常数电位（VCOMP）时，放电晶体管的作用使充入电容器C3的电子被放电。此后，当开始接通U相电源时，电容器C3的充电操作便开始了，假设以U、V、W、U··的顺序进行接通电机线圈的电源。
由于这种操作的结果，如图18（b）所示的锯齿波形是作为伺服基准信号ESV加到伺服电路25的。这里，时间T1是根据CR充电时间常数决定的，并表示为：
T1＝-CR·ln（1-Vcomp/E） （2）
另一方面，假设图18的时间T2等于时间T1的一半（T2＝T1/2），图18（b）所示的锯齿波形的频率F1（H2）
表示为：
F1＝1/（1.5T1） （3）
在这个单元的伺服电路中，响应于这个频率F1控制电机转数。
现在，在图17的电路中，当计算在下列情况下对于电机转数的变化率时，根据图19表示的图表可得出。也就是，假设可变电阻器RV100是100千欧姆、电阻器R100是10千欧姆、电容器C100是0.1微法，和充电电压E是1.5V的情况，并且，比较基准电压VCOMP是0.6V、相对于可变电位器RV100变化的频率F1的变化可被算出，此外，当在可变电位器RV100的移动量为50%，即在速度控制操作中移动范围的中点，用作基准（100%）的频率F1时，可得到用于电机旋转频率的上述变化率。
在图19（b）中图示了容量移动量（操作量）和用于电机旋转频率的变化范围之间的关系。由图19（b）的图示显见，电机旋转频率的变化相对于可变电位器RV100的移动量是不均匀的。这意味着当具有B特性曲线的可变电位RV100其电阻值对于速度控制旋钮8的转角是线性变化时，则响应于由用户操作的可变电位器的操作量不是线性变化的。例如，参照图19（b），在可变电位器的操作量从0%到20%的范围内，电机转数是快速变化的，而在操作量为50%到100%的范围内，电机转数的变化就不这么大了。因此，根据操作量和在实际使用中电机转数的变化之间的关系，用户就认为是不正确的检测，并且有时用户不容易把电机转数控制到希望的值。
于是，根据本实施例，在伺服基准信号产生单元26中，充电电压响应于速度控制旋钮8变化，并且，该充电电压加到RC时间常数电路。然后，RC时间常数电路接到伺服电路25，该伺服电路25是用于执行操作的伺服电路，如参照图17和18所说明的。以致具有图18所示的锯齿信号波形的伺服基准信号ESV是由再充电/放电操作产生的。然后，伺服电路25响应于这伺服基准信号ESV的频率F1控制电机23的旋转频率。
利用这个电路方案，速度控制旋钮8的可变电阻器8的电阻值的改变能与电机装置的旋转频率的改变成比例关系，参见图20（b），由此，能消除在基于速度控制旋钮8的操作量和在磁带驱动速度中变化的实际量之间差值产生的用户的不合适的操作，由此，改进了该系统的整体操作性。
图21是根据本实施例的伺服基准信号产生电路26的线路图，其中，加到RC时间常数电路的充电电压的变化与速度控制旋钮8的操作量相一致。在图21中，RV4是由速度控制旋钮8操作的可变电阻器，并且，这可变电阻器的电阻值响应于速度控制旋钮8的旋转操作而变化。换言之，用于控制速度的伺服基准信号ESV是根据可变电阻器RV4的电阻值产生的，和这伺服基准信号是由伺服基准信号产生电路26输出的，并送到伺服电路25。
标号40表示调压器、标号41表示包含放大器41a和41b的缓冲器，和标号42表示具有放大器42a的加法器。
电源电压VCC送到调压器40的输入端。在调压器40的输出端和接地端之间的电压V1是由电阻器R10和电容器C1来调节，并用作一个固定电压输出。固定输出电压的电压值可由可变电阻器RV2来调节。调压器40的输出电压V1是由可变电阻器RV4分压，然后，分压的电压经电阻器R1送到缓冲器41的放大器41b。电源电压VCC由可变电阻器RV1分压，并且分压的电压送到缓冲器41的放大器41a。也就是，由可变电阻器RV4调节的直流电位VA被产生作为放大器41b的输出，而由可变电阻器RV1调节的另一个直流电位VB被产生作为放大器41a的输出。应该注意，这直流电位VA的实际值，可由可变电阻器RV2获得任意值。直流电位VA和VB经电阻器R3和R4加到加法器42的加法放大器42a的反相输入端。由电阻器R9和R8调节的电压Vref2加到加法放大器42a的非倒相输入端。
这加法放大器42a的输出电压能够表示为：
Vout＝Vref2+[（Vref2-VA）+（Vref2-VB） （4）
这输出电压Vout变成加到由电阻器R11和电容器C3构成的时间常数电路充电电压E。如先前有关图14和15所说明的，在执行充电和放电操作的电容器C3两端的电压加到伺服电路25的SAW端。该情况可表示为：在图21中，在可变电阻器RV4中心抽头CT和高电位侧之间没有并联的可变电阻器RV3。在这种情况，如直流电位VA，出现在OV和电位V1之间的这种电位是与可变电阻RV4的移动量，即速度控制旋钮8的转角成比例。
根据上述公式（4），下列公式（5）可包括：
Vout＝3·Vref2-VB-VA （5）
由于（3Vref2-VB包含在式（5）中，它是不受直流电位VA影响的常数。可通过在OV和电位V1之间的直流电位VA的改变使该输出电压Vout从（3Vref2-VB）到（3Vref2-VB-V1）变化。
如前所说明的，由于对应于通过使用可变电阻器RV4分压电压V1产生的电压的直流电位VA，当具有B特性曲线的可变电阻器被用作可变电阻器RV4时，获得与可变电阻器RV4的移动量成比例的电压作为直流电位VA。结果，正比于可变电阻器RV4的移动量的电压能被获得，作为输出电压Vout，它就是充电电压E。
当在RV时间常数电路的电容器C两端的电压波形作为伺服基准信号ESV加到伺服电路25而充电电压E以比例形式相应于操作量改变时，比例关系可建立在速度控制旋钮8的操作角度和用于电机23旋转频率的变化率之间，这种关系表示在图20（a）和20（b）中。
例如，假设在上述公式（1）中，为获得相应于伺服基准信号的时间常数信号的充电周期T1，电阻器R的电阻值是固定的（100千欧姆）和充电电压E与可变电阻器RV4的移动量相一致从0.5V到2.5V变化，进一步假设，C＝0.1uf，和比较基准电压VCOMP＝0.4V，相对于充电电压E的变化的频率F1的变化可通过公式（1）和（2）标出。此外，在充电电压E＝1.5V时获得频率F1的情况下，计算出用于电机转数的变化率认为是参考（100%），所得的总变化率由图20（a）的表表示。在图20（b）中图示了在可变电阻器RV4的操作量和用于电机转数的变化率之间的关系。
换言之，如图20（b）所示，所得的线性特性可作为在这实施例中相对于速度控制旋钮8的操作的电机转数变化范围的特性，以致其操作性容易地被用户掌握。
根据可变电阻器RV3不存在的假设上述已进行了说明。现在，将描述可变电阻器RV3的存在和功能。
一般地，当制造磁带录音机时和当磁带驱动速度由用户控制时，如上所述，可优选为，当速度控制旋钮8位于中心位置，即图2的位置“N”时，通常调节额定磁带驱动速度，并且考虑实际操作方式，可使磁带驱动速度沿向高驱动速度方向进一步加倍。然而没有必要要求磁带驱动速度沿向低速驱动的方向倍乘-2。例如，当额定速度选择为100%，就足以改变磁带驱动速度达到大约70%。然而，速度调节操作有时可由磁带录音机的用户提供容易的操作。
换言之，有可能在速度控制旋钮8调到（+）边时实现的速度变化量比在速度旋钮8调到（一）边时实现的速度变化量要大。在这种情况下，例如，可调节由图20（c）实线表示的特性。
在图20（c）所示的实线表示的特性的情况下，在移动量为50%的位置“N”上，能得到其中旋转数变化率调到100%的额定速度，并且大约比在移动量为0%的位置（+）上达到的额定速度高2×速度。另一方面，比在速度控制移动量的位置（-）上能达到的额定速度低大约70%速度（30%减速）。
现在假设，如上述没有使用可变电阻器RV3，响应于可变电阻器RV4的操作，旋转频率的变化率大约可在70%到30%之间变化，并且也根据这个操作控制磁带驱动速度，以致诸如由图20（c）的虚线/点划线所表示的结果的特性。
在这种情况，当速度控制旋钮8位于速度控制移动量为50%的位置“N”，该磁带速度导致比额定速度快的驱动速度。
于是，实现由图20（c）实线表示的特性，需要增加在位置“N”的电压VA。为此，图14所示的可变电阻器RV3并联接在可变电阻器RV4中心抽头CT和高电位侧之间。
因此，如图22的电路中所示的，可变电阻器RV4被中心抽头CT分成电阻RV4-1和RV4-2（RV4-1＝RV4-2）。出现在中心抽头CT的电压等于由可变电阻器RV3和电阻器RV4-2的组合电阻值与电阻器RV4-1的电阻值分压的电压。
这里，由于RV4-1＝RV4-2，在可变电阻器RV3的电阻值和电阻器RV4-2的电阻值之间建立的组合电阻器的电阻值变成电阻器RV4-1的电阻值要低，以致出现在中心抽头位置的电压能被增加。其时，当然可能用可变电阻器RV3控制电压变化量。
然后，由于对应于速度控制旋钮8的位置“N”的中心抽头位置，可得到由图20（c）实线所表示的特性。
应该理解为，即使当采用可变电阻器RV3时，如上述所说明的，能保持与由速度控制旋钮8操作所产生的可变电阻器RVA移动量无关的直流电位VA的线性。
例如，当向接地边而不是中心抽头CT边操作可变电阻器RV4时，图22的电路变成图23所示的电路。该直流电位VA等于由在可变电阻器RV3和电阻器RV4-2之间的组合电阻与电阻器VR4-1a、也与电阻器RV4-1b之间串联的阻值分压的电压。即直流电位VA等于根据电阻器RV4-1a的移动量规定的电压。
而且，当在电压V1边从中心抽头CT操作可变电阻器RV4时，该电路变成图24所示的电路。直流电位VA变成由电阻器RV4-2a和电阻器RV4-2b分压的电压V1所得的电压。即直流电位VA对应于与电阻器RV4-2a移动量相一致的电压。
如果想要调节与上述特性相反的特性，即当速度改变旋钮8调到（+）边时所得的速度变化量比当速度改变旋钮8调到（一）边时所得的速度变化量要小，则可变电阻器RV3可以并联的方法排列在可变电阻是RV4的中心抽头CT和接地之间。因此，具有固定电阻值的电阻器可被排成代替可变电阻器RV3。
如前面所述，根据这个实施例，磁带驱动速度以正比例式响应于速度控制旋钮8的操作而变化。当按音调变换方式选择自动方式时，音调变换的预选量由音调变换单元32响应于速度变化量进行。甚至当磁带速度被改变时，以便也能得到类似于在额定磁带驱动速度时所获得的音调的重放声，音调控制信号产生单元52由伺服基准信号产生单元26得来的，如由具有图4所示的特性的信号表示的电压值，随磁带驱动速度信息的磁带速度变化成正比变化。在图21的伺服基准信号产生单元52中，线性响应于磁带速度变化的信号相当于输出电压Vout。
如这输出电压Vout由图21的端44得出的那样，目前电机旋转频率信息，即磁带驱动速度信息也能被得到。如前面图12所说明的，音调控制信号产生单元37变成列（a）的电压值，是响应于在列（e）所表示的电机旋转数而产生的，以致以自动方式执行音调变换过程。
应该注意的是，在第一实施例中，由于从端44所得的电压值相应于f/v变换的输出，除了图5中构成脉冲产生单元50的电路部分和f/v变换单元51外，音调控制信号产生单元52的电路方案可类似于图5所示的进行。还应注意的是，由于在第一实施例中由f/v变换单元51的输出所得到的电位与在第二实施例中由输出电压Vout所产生的电位不同，在图5中所示的音调控制信号产生单元52所使用的运算放大器的增益必须被改变。
如上所述，在这个实施例中，由于利用伺服基准信号产生单元26的输出电压Vout，就不需要旋转频率检测机构FG和电路部分，此外，不能压缩电路规模的增加和电路元件的尺寸和数量。
虽然，本发明已对第一和第二实施例的磁带录音机进行了描述，根据本发明的放音装置可应用到除了磁带重放装置外的其它各种电子应用，例如DAT和盘式重放装置。
而且，实际电路方案并不受第一和第二实施例的限制，还可以改进。
如前面所述，本发明的放音装置是这样安排的：与电机旋转频率相关的信号是电机的驱动信号，或用于控制电机旋转频率的旋转频率控制信号调节记录介质的重放驱动信号，它被用于产生音调控制信号。因此，当按如此构成：即音调变换响应于重放驱动速度的变化量按预选音调变换量自动执行时，就不需要用于检测电机旋转数（重放驱动速度）的机构，例如FG。因此，具有可减少电路元件的总数、可减少组件布置安排和可降低制造的成本等各种优点。