压控振荡器 本发明涉及包括一并联谐振电路的压控振荡器。本发明具体用于，但无需限于，改善常规哈特莱(Hartley)结构压控振荡器的带宽特性。
现有技术压控振荡器的带宽对于某些应用可能是不充分的。例如，在美国专利4450416中，描述了一宽带压控振荡器，它具有一包括多个变容二极管、一电感和电容的谐振电路。控制电压加至多个变容二极管的阴极以改变它们的电容。相应的，压控振荡器的频率可通过改变控制电压来控制。遗憾的是，该振荡器要求在谐振电路中的非常小的电容值(该值通常为2-5皮法)，因此限制了带宽的改善。
美国专利5144264中公开了一开环增益补偿宽带科耳皮兹(Colpitts)压控振荡器，它具有比其它现有技术的科耳皮兹压控振荡器更平滑的直流损耗。然而，该宽带压控振荡器的带宽不是对所有应用都充分。
哈特莱宽带压控振荡器经常用于获得比可选用的科耳皮兹压控振荡器所能达到的更宽的带宽范围。遗憾的是，常规哈特莱宽带压控振荡器的一个缺点是：直流损耗随频率下降。该直流损耗的下降能影响相位噪声性能，这对某些应用是不理想的。
本发明的目的是克服或减轻与压控振荡器相关的问题中地至少一个。
根据本发明的一个方面，提供一压控振荡器，包括：
第一支路，包括至少一个与第一对串联结构压控电容串联的电感，每个压控电容有一耦合至一公共节点的电极，公共节点与一直流输入端相连；
第二支路，与所述第一支路并联，所述第二支路包括第二对串联结构压控电容，每个压控电容具有一耦合至一公共节点的电极，所述公共节点与所述直流输入端相连；
一放大器，具有一耦合至所述第一支路和所述第二支路的输入端，所述放大器具有一用于提供负载的输出端；
一反馈装置，耦合所述放大器至所述第一公共节点，其中所述反馈装置适于向所述放大器的所述输入端提供正反馈。
优选的，所述至少一电感可包括两个电感，它们耦合至所述一对压控电容的各自的电极。
相适应的，所述第一对串联结构压控电容是一对变容二极管，它们具有直接相互耦合的阴极。
优选的，所述两个电感可耦合至所述一对变容二极管的各自的阳极。
相适应的，所述第二对串联结构压控电容也可是一对变容二极管，它们具有直接相互耦合的阴极。
优选的，所述第一支路的所述一对变容二极管可以在单片封装中。所述第二支路的所述一对变容二极管也可以在单片封装中。
优选的，所述第一公共节点能通过一扼流圈耦合至所述直流输入端。所述第二公共节点也能通过另一扼流圈耦合至所述直流输入端。
相适应的，所述第二公共节点可耦合至所述反馈装置。
为使本发明易于理解和实施，现在描述附图中示出的优选实施方案，其中：
图1是根据本发明的压控振荡器的示意图；
图2示出常规串联L-C电路；
图3是示出图2电路的阻抗Z特性随频率变化的曲线图；
图4示出一电感和变容二极管串联电路。
参考图1，它示出压控振荡器1，它包括并联的第一支路2和第二支路3。第一支路2包括一对串联结构压控电容，形式为变容二极管4、5，每个变容二极管都具有各自的耦合至第一公共节点Cn1的阴极6、7。第一公共节点Cn1通过一高频扼流圈L1耦合至直流控制电压输入端Vctrl。第一支路2还包括两个电感9和11，它们耦合至变容二极管4、5的各自的阳极8、10。电感11的另一端耦合至地电势12，电感9的另一端通过耦合电容C1耦合至第二支路3。
第二支路3包括一对串联结构压控电容，形式为变容二极管13、14，每个变容二极管都具有各自的耦合至第二公共节点Cn2的阴极15、16。第二公共节点Cn2通过一高频扼流圈L2耦合至直流控制电压输入端Vctrl。变容二极管14的阳极18耦合至地电势12，变容二极管13的阳极17连接至耦合电容C1的一个电极，从而耦合第一支路2至第二支路3。
第一支路2和第二支路3通过另一耦合电容C2耦合至一晶体管放大器TR的基极输入端B。晶体管放大器T R的集电极输出端C通过两电容C3和C4耦合至输出负载端OUT。压控振荡器1还具有串联的电容C5和电阻R2，它们耦合晶体管放大器TR的发射极E至第一公共节点Cn1。
电容C1的连接至阳极17的电极通过一高频扼流圈L3耦合至地电势12。而且，电容C1和C2的相连接的电极和电感9的一端通过高频扼流圈L6耦合至地电势12。进一步，发射极E通过电阻R3和高频扼流圈L4耦合至地电势12。
电容C3和C4的相连接的电极通过电阻R1耦合至地电势12，集电极C通过高频扼流圈L5耦合至直流供电端VCC。进一步，包括两串联电阻R4、R5的分压网连接于供电端VCC和地电势12之间，其中，R4和R5的公共节点耦合至基极B来提供适当的偏置。
在该优选实施方案中，变容二极管4、5是包括在单片封装20中的直接耦合背对背变容二极管。类似的，变容二极管13、14是包括在单片封装21中的直接耦合背对背变容二极管。
使用中，为激励压控振荡器1进入振荡状态，一直流电压加至VCC(比如12V)。另一可在1V至13V之间的直流电压可从一锁相环路(未示出)加至控制电压输入端Vctrl。
出现在基极B的背景噪声或白噪声通常足以激励压控振荡器1。出现在集电极C的放大的噪声的一小部分通过一正反馈通路反馈至基极B。该正反馈的发生是由于在基极B和集电极C之间的第一个180度相移。第二个180度相移发生在包括有电阻R1、支路2和3中的无功元件及电容C1和C2的反馈通路中。因此，发生了总量为360度的相移。到达基极B的信号振幅被继续放大，直至有功损耗和晶体管TR的非线性限制信号的振幅。进一步，因为信号的放大在支路2和3中的无功元件的谐振频率fo上最大，压控振荡器1在这个谐振频率fo上振荡。
为了进一步帮助理解本发明，现在描述图2和图3。在图2中示出了串联L-C电路，它具有随频率变化的阻抗Z特性。如图3所示，阻抗Z特性在谐振频率fo最小。低于fo时，随着频率的增加，L-C电路的电容增加。相反，高于fo时，随着频率的增加，L-C电路的电感增加。
可以看出，串联L-C电路的等效电感Leq可由下式计算：
Leq＝L[1-(2πfo/2πf)]2 对于所有f＞fo其中，谐振频率fo=1/2π(LC)]]>
假设电容C现在被变容二极管Cv替换，且一直流控制电压Vctrl通过一高频扼流圈Lc加至变容二极管Cv的阴极。这将形成图4所示的L-Cv电路。通过增加加至图4的L-Cv电路的直流控制电压Vctrl，变容二极管Cv的电容将减小。相应的，通过逐渐增加控制电压Vctrl，L-Cv电路的谐振频率fo将逐渐增加。
再参照图1，当加有控制电压Vctrl时，变容二极管4、5的电容减小。相应的，第一支路2的阻抗Z主要为感性，并包括第一等效电感Leq1和第二等效电感Leq2。第一等效电感包括变容二极管4和电感9，而第二等效电感Leq2包括变容二极管5和电感11。然而，虽然控制电压Vctrl也加至变容二极管13和14，第二支路3保持容性。
表1示出了压控振荡器1的第一和第二等效电感Leq1和Leq2如何随频率变化。如所示，假设总是f＞fo，等效电感Leq1和Leq2随着所提供的频率减小。结果，振荡器1的带宽将被有益的增加。
表1 Vctrl(伏) 3 4 5 6 7 8 9 10 11变容二极管4的电容(皮法) 23.075 20.581 18.439 16.591 14.983 13.572 12.319 11.196 10.180电感9的电感(纳亨) 18 18 18 18 18 18 18 18 18谐振频率fo(MHz) 246.95 261.49 276.26 291.24 306.47 322.01 337.98 354.53 371.80工作频率(MHz) 372.4 392.3 412.2 432.1 452 472 492.2 513.1 534.7变容二极管4和电感9的等效电感Leq1(纳亨) 10.084 10.003 9.915 9.823 9.725 9.622 9.513 9.407 9.297变容二极管5的电容(皮法) 23.075 20.581 18.439 16.590 14.983 13.572 12.319 11.196 10.180电感11的电感(纳亨) 10 10 10 10 10 10 10 10 10谐振频率fo(MHz) 331.32 350.82 370.64 390.74 411.17 432.02 453.45 475.65 498.83工作频率(MHz) 372.4 392.3 412.2 432.1 452 472 492.2 513.1 534.7变容二极管5和电感11的等效电感Leq2(纳亨) 2.084 2.003 1.915 1.823 1.725 1.622 1.513 1.407 1.297 Leq1/Leq2 4.8379 4.9945 5.1776 5.3891 5.6377 5.9314 6.2889 6.6879 7.1692 Leq1/(Leq1+Leq2) 0.8287 0.8332 0.8381 0.8435 0.8493 0.8557 0.8628 0.8699 0.8776
而且，第一和第二等效电感的比Leq1/Leq2随频率增加，因此，反馈比直接依赖于比值Leq1/Leq2。相应的，反馈比将随频率增加，这有益的产生了一平滑的为宽带宽而获得的直流损耗。
虽然本发明已参照优选实施方案描述，应该理解，本发明不受这里描述的实施方案限制。