发射机预加重滤波器和基于发射机 功率控制的高速两线调制解调器 本发明涉及调制解调器，特别涉及一种用以从预定的多个载频、符号速率、发送预加重滤波器和发送功率电平中选择一个载频、一个符号速率、一个发送预加重滤波器和发送功率电平的调制解调器。
在数据通信网中，数字数据(包括数据)可通过通信媒介以数据信令速率从一个调制解调器发送到另一个调制解调器，该通信媒介可以是例如该网络的租用线路或公共电话交换网(GSTN)的拔号连接。调制解调器通常以固定的载频和固定的符号速率来操作并且根据其正在进行通信的通信媒介的条件试图优化该数据信令速率。为了达到最佳数据信令速率，按照国际电信联盟电信标准化部(ITU-T)建议V.34，当代调制解调器在开始通信之前使用一个起动学习程序，这期间调制解调器执行某些预定的起动程序(包含例如线路探测序列以便对将进行通信的媒介建立媒介特性)。对于二线全双工调制解调器的目前最新的ITU-T标准是V.34。目前采用V.34标准的调制解调器的一个例子包括MotorolaCodex Model 3260Fast。
以全双工模式工作的二线调制解调器一般采用回声消除器从接收信号中消除由其同时的信号传输产生的任何近端和远端回声。在二线全双工传输系统中还存在系统非线性，它不仅影响信号传输，而且还影响由其产生的近端和远端回声。调制解调器通常不测量回声信号的非线性，并且因为这个原因而不能为预加重和发送功率电平选择目地提供合适的估算。该测量对于以高达每秒33600比特的数据信令速率发送和接收的现代调制解调器是极重要的。实际上所有已知的回声消除器是线性型的。这意味着基本上保留了任何明显的非线性而未被消除。
此外，接收机只能将非线性失真电平解决到大约PCM编解码器(37-39)dB的μ律或A律压扩量化噪声极限，因此如果发送电平进一步下降，就没有能力测量远端调制解调器性能方面的潜在改善。作为一个例子，当远端发射机将发送功率降低附加1dB而导致非线性失真电平从65dB改善到70dB时，该接收机不能测量该远端的失真改善。解决较小但是在性能上仍有明显差异的能力对于所有V.34调制解调器以及将来提出的以大于或等于28.8Kb/s的数据信令速率工作的ITU-T建议V.34bis调制解调器是至关重要的。
在目前的V.34建议中，对发射机有这样一个规定，即允许根据接收机的要求而使功率下降，发射机具有在接收机建议的容限内下降功率的附加能力。在V.34建议中还存在用于选择发射机预加重滤波器的规定。
据此，现在须使网络中非线性的影响最小化。本发明提供了选择发射机预加重滤波器和发射机输出功率可使网络中非线性的影响最小化。
图1-2是说明适合于描述本发明的背景环境的示例性数据通信网模型的方框图。这些图中所示的是非线性发生器。
图3是说明一个系统有由中心局混合电路、与频率有关的非线性(也称为互调失真)的基础模型引起的网络非线性情况的系统方框图。
图4是说明假定由中心局混合电路产生系统非线性时变压器的电气等效电路图。
图5-6描述一系列功能模块的功能方框图，它包括一个回声和接收信号分析器和一个发送预加重和发送功率控制处理器，用于根据本发明估算通信媒介的回声和接收信号特性。
图7是根据本发明适于执行通信媒介的信号或回声特性估算的一系列模块的功能方框图。
图8是根据V.34的阶段2探测/测距的示意图。
图9是根据V.34的阶段3均衡器和回声消除器训练的示意图。
图10A和图10B是根据本发明的方法以呼叫方式工作的调制解调器的一个实施例步骤的流程图。
图11A和图11B是根据本发明的方法以应答方式工作的调制解调器的一个实施例步骤的流程图。
迄今发射机预加重只被作为接收机均衡技术而不是回声消除器动态范围扩展技术对待。很清楚，发射机(TX)预加重由该接收机选择以协助接收机的线性均衡，但是最可能被忽略的是在它本身中和它本身的发射机预加重是发射机功率控制的一种形式，但是更重要的，它减少该频谱较低部分中的功率，在这部分频谱中主要出现与频率有关的非线性。
这意味着发射机预加重可用于使网络中非线性的影响最小化。这些非线性主要由变压器引起。由于变压器在低频是非线性的(变压器线性总是随频率增加而改善)，降低该频谱较低部分中的功率同时提高该频谱较高部分中的功率将显著地改善变压器的线性。变压器线性的这一改善具有改善近端回声中驻留非线性的净结果，因而增加调制解调器的比特率。
图1-2以标号100和200示出说明一个示例的数据通信网模型的网络连接表示的方框图，其中以A和B表示的两个二线式调制解调器通过公共电话交换网(GSTN)通信。在这个例子中，调制解调器A102、202和B104、204分别经过连到混合电路H(A)106、206和H(B)108、208的二线线路连接耦合到GSTN，混合电路变换二线连接为GSTN的四线连接。将调制解调器A202和B204耦合到GSTN的二线连接的环路损耗分别以方框L(A)210和L(B)212代表。网络的中继损耗根据信号传送的方向而并在一起，而且由定向三角形TR214、216代表。
图2利用功能块218、220说明在从调制解调器B204的发送信号和从混合电路H(B)208的反射信号产生的近端回声信号中出现的非线性。
图3-4分别以标号304和400示出由一个中心局混合电路、一个与频率有关的非线性也称为互调失真的基本模型和一个变压器的等效电路引起的网络非线性，在给定由中心局混合电路产生系统非线性时的情况。互调失真(非线性失真)是由系统的非线性产生的。下文的非线性表达式是二次和三次失真的数学模型，而且该失真是自然压缩的。该式简单地表明：假定系统非线性在输入端，则在系统的输出端将有原始输入信号和(N)2二次项以及组合的(N)3三次和二次项。为此，给定该式和下面的四个频率表示物作为例子，输出则包括4个基本频率和(4)2或16个二次失真产物以及由16个二次及48个三次产物组成的总共64个失真产物。
推导：
Vout＝a1(Vin)1＋-a2(Vin)2＋-a3(Vin)3
式中：Vin＝A*cos(w1)t＋B*cos(w2)t＋C*cos(w3)t＋D*cos(w4)t
a1(Vin)1＝A*cos(w1)t＋B*cos(w2)t＋C*cos(w3)t＋D*cos(w4)t
二次失真-(R2或H2)
a2(Vin)2＝(-a2/2)*[A2*cos(2w1)t＋B2*cos(2w2)t＋C2*cos(2w3)t＋D2*cos(2w4)t]
＋-a2*AB[cos(w1＋w2)t＋cos(w1－w2)t]＋-a2*AC[cos(w1＋w3)t＋cos(w1－w3)t]
＋-a2*AD[cos(w1＋w4)t＋cos(w1－w4)t]＋-a2*BC[cos(w2＋w3)t＋cos(w2－w3)t]
＋-a2*BD[cos(w2＋w4)t＋cos(w2－w4)t]＋-a2*CD[cos(w3＋w4)t＋还有与二次失真相关的一个直流(DC)项：
DC＝(-a2/2)(A2＋B2＋C2＋D2)三次失真-(R3或H3)存在着从R3或H3产生的一次和三次失真产物。
一次项：
-a3(Vin)3＝(3/4)*-a3*A[A2＋2B2＋2C2＋2D2]cos(w1)t
＋(3/4)*-a3*B[B2＋2A2＋2C2＋2D2]cos(w2)t
＋(3/4)*-a3*C[C2＋2A2＋2B2＋2D2]cos(w3)t ＋(3/4)*-a3*D[D2＋2A2＋2B2＋2C2]cos(w4)t ＋(1/4)*-a3[A3*cos(3w1)t＋B3*cos(3w2)t＋C3*cos(3w3)t＋D3*cos(3w4)t]＋(3/4)*-a3[A2B[cos(2w1＋w2)t＋cos(2w1－w2)t]＋A2C[cos(2w1＋w3)t＋cos(2w1－w3)t]
＋A2D[cos(2w1＋w4)t＋cos(2w1－w4)t]＋B2A[cos(2w2＋w1)t＋cos(2w2－w1)t]
＋B2C[cos(2w2＋w3)t＋cos(2w2－w3)t]＋B2D[cos(2w2＋w4)t＋cos(2w2－w4)t]
＋C2A[cos(2w3＋w1)t＋cos(2w3－w1)t]＋C2B[cos(2w3＋w2)t＋cos(2w3－w2)t]
＋C2D[cos(2w3＋w4)t＋cos(2w3－w4)t]＋D2A[cos(2w4＋w1)t＋cos(2w4－w1)t]
＋D2B[cos(2w4＋w2)t＋cos(2w4－w2)t]＋D2C[cos(2w4＋w3)t＋cos(2w4－w3)t]]
＋(3/2)-a3[ABC[cos(w1＋w2＋w3)t＋cos(w1＋w2－w3)t＋cos(w1－w2＋w3)t＋cos(w1－w2－w3)t]
＋ABD[cos(w1＋w2＋w4)t＋cos(w1＋w2－w4)t＋cos(w1－w2＋w4)t＋cos(w1－w2－w4)t]
＋ACD[cos(w1＋w3＋w4)t＋cos(w1＋w3－w4)t＋cos(w1－w3＋w4)t＋cos(w1－w3－w4)t]
＋BCD[cos(w2＋w3＋w4)t＋cos(w2＋w3－w4)t＋cos(w2－w3＋w4)t＋cos(w2－w3－w4)t]]
使用上式确定由V.34线探询得到的失真产物的数量。有(21)2或441个二次失真产物和(21)3或总共9261个失真产物，8820为三次失真产物，而其余441为二次失真产物。
虽然传统上将该数学模型用于接收信号分析，可以表明相同的分析对于回声信号的失真分析也是正确的。此外，通常由变压器(调制解调器或网络)引起的频率相关非线性现象导致不是所有的项具有相等加权的情况。信号频谱的较低频率成分对得到的互调失真项的影响肯定比较高频谱能量更大。对此，可使用发送频谱整形(预加重)降低影响发送回声的驻留非线性的更主要频率分量的功率。
在操作中，与调制解调器A202通信的B204发送其信号通过本地环路L(B)212、混台电路H(B)208、中继损耗TR216、混合电路H(A)206和环路L(A)210，它们组合构成调制解调器A202和B204之间的通信媒介。同时，调制解调器B204以全双工模式不仅接收从调制解调器A02来的发送信号，而且接收近端回声信号和复合的远端回声信号。通信媒介的频谱特性在这里称为信道，而在呼叫与应答调制解调器之间的信道上的来回行程延迟称为范围(range)。因此，为了提供用于优化数据比特率和回声消除的信道特性可行估算声，必须了解包括回声非线性的近端和远端回声信号并在调制解调器A202和B204选择最佳预加重和发送功率电平作为训练序列的一部分时进行考虑。
在本实施例中，调制解调器A202和B204基本以与由摩托罗拉公司(以前Codex公司)标明为Model3260fast的调制解调器一样的方式实现，在出版物“3260fast调制解调器用户手册”中更详细地叙述了该调制解调器。这里引用该手册供参考，并提供与这个优选实施例一起使用的合适的调制解调器结构及操作的更具体的细节。
图4示出一个变压器的等效电路的例子，该变压器包括一个具有来自初级绕组的漏电感Ls(P)402和来自从次级绕组的漏电感Ls(S)408的电感器、一个开路电感Lp414、一个与频率有关的铁芯损耗Rc412，一个初级绕组电阻Rp404、一个次级绕组电阻Rs406和一个终端电阻或阻抗Rt410。铁芯损耗Rc412和电感Lp414在电路中产生非线性部分416。在该例子中，输入电压Vin和输出电压Vout表示如下。
Vin＝A*cos(w1)t＋B*cos(w2)t＋C*cos(w3)t＋…X*cos(wn)t
Vout＝a1(Vint)**1＋(a2)(Vin)**2＋(a3)(Vin)**3
式中A、B、C…X代表幅度项，w代表以弧度为单位的频率，n是一个预选的正整数，t代表以秒为单位的时间，而a1、a2及a3代表非线性函数的一次、二次和三次项的幅度。
图5-6分别以标号500和600示出以全双工模式工作和采用本发明各个方面的二线调制解调器的功能方框图。如在Motorola/Codex model3260fast中那样，图5的实施例的方框功能可由例如与摩托罗拉公司(以前Codex公司)制造的持有部件号60423-51的至少一个类似类型的信号处理器实现。因为信号处理器在调制解调器功能的控制和实施中的使用被认为是众所周知的，故在这里不详细地叙述调制解调器。
示例的调制解调器的核心是一个功能控制器模块20，它根据在下文详细叙述的预定定时序列向该调制解调器的各个其它功能模块提供信息。本调制解调器预定针对在所选的下列多个调制或符号速率：2400、2743、3000、3200和3429之一以同步线路传输的每个信道以正交调幅(QAM)工作，从下面的叙述中将更理解。本调制解调器还设计在以下数据速率工作：2400、4800、7200、9600、12000、14400、16800、19200、21600、24000和26400、28800比特/秒。在本实施例中，上述速率可使用由ITU-T建议V.34推荐的调制方案。而且，可由本调制解调器使用的多个载频包括1600Hz、1646Hz、1680Hz、1800Hz、1829Hz、1867Hz、1920Hz、2000Hz和1959Hz。从相应的多个符号速率和载频中选择的载频和符号速率和发射机预加重滤波器及发射机功率电平在线路已被探测以及工作带宽其回声路径中的非线性已建立之后的开始过程期间被建立。代表上述预定载频、符号速率、发射机功率电平和发射机预加重滤波器的信息与数据比特率都存储在存储器22中，以便在控制器20的控制下进行选择，从下面的叙述中将更明确。
无需表示和叙述就应理解，这个示例的调制解调器包括常规的互换调制解调器电路，它与CCITT的V.24建议的功能及操作要求相符，而且所有这样的互换电路根据电气特性的相应建议在对应的数据终端设备(DTE)和数据电路终端设备中被终止。另外，在相应的常规互换电路上和在其控制下，这样的调制解调器接受和通过同步或异步数据从和往其对应的DTE。例如定时、时钟…等和数据速率选择开关与控制都是通过常规的互换电路取得的。
再参见图5-6，该调制解调器包括以下常规信号发生功能模块：一个INFOx发生器24、一个单音发生器26、一个啾声信号发生器28、一个训练信号发生器30和一个用以处理待发送的数据的常规扰乱器/编码器/映像器功能32。功能开关SW1选择发生器模块24、26、28、30或32之一的输出作为到发射机/调制器功能模块34的输入，它还产生一个发送信号36。增益乘法器29用于控制啾声发生器的输出电平。信号36通过一个混合电路38传送到二线连接40，到电话网的租用线路或拔号线路。发生器功能框24、26、28、30和32都由控制器20经信号通路42选择和启动。另外，功能开关模块SW1也由控制器20经开关控制通路44控制。还有，与载频、符号速率、发射机预加重滤波器、发射机功率电平和数据比特率有关的信息以及一些控制信号通过该数据和控制通路46从控制器20提供给发射机/调制器34。
接收信号通过混合电路38从二线线路连接40传送到该调制解调器的组合器功能48。常规的回声消除器功能框50根据提供的与经通路46从控制器20提供给它的信息一致的信道特性估算回声。回声消除器50经通路52向组合器48提供回声估算，使得接收的信号可通过组合器48解除其回声分量。回声差错经通路54提供回到回声消除器50，以便调节回声消除器到更有效的电平。
从组合器48来的接收信号经信号通路56提供给该调制解调器的许多附加的功能模块，包括一个常规的可编程单音检测器模块58、一个接收机/解调器/均衡器模块60和一个INFOx接收机62。该调制解调器还包括一个接收机初始化和控制功能模块64，它经信号通路66初始化和控制模块60。另外，单音检测模块58和初始化与控制模块64由控制器20利用通路68进行控制。接收机模块60的数据输出经过数据通路72提供给常规的解码器反扰乱器模块70。模块70处理接收的数据。
此外，该调制解调器包括一个计数器74，它被用于计算范围RTDEc或TRDEa，视情况而定，从下面的叙述将更明确。计数器74可由控制器20使用通路76开始和由接收机60使用通路78停止。
在本实施例中，回声和接收信号分析器80在控制器20的控制下经数据通路82对接收的信号起作用，在选择的情况下接收的信号包括在所选时间的一些情况中的未消除的回声信号，以便估算信道特性并且选择载频、符号速率、发射机预加重滤波器、发射机功率电平和数据比特率的通信参数组合。回声和接收信号分析器可由快速傅立叶变换FFT处理器实现。由此得到的参数组合经数据通路86提供给发射机(TX)预加重和发射机(TX)功率控制处理器84。另外，由INFOx接收机62接收远端调制解调器的选择的通信参数并且使用通路88提供给发射机预加重和发射机功率控制处理器84。发射机预加重和发射机功率控制处理器84根据估算的接收机信道与回声信道的特性判定由该调制解调器使用的载频、符号速率、发射机预加重滤波器、发射机功率电平和数据比特率，该调制解调器经过上述信道与另一个调制解调器进行通信。如果发射机预加重与发射机功率控制处理器84不能找到与由控制器20设定的希望的最大和最小比特率范围一致的载频和符号速率，则产生一个差错信号(ERROR)。组合的载频、符号速率、发射机预加重、发射机功率电平和数据比特率信息以及差错信号都经信号通路90从发射机预加重与发射机功率控制处理器84提供给控制器20，以便存储在其存储器模块22中。
上文叙述的调制解调器可被控制来始发一个呼叫，因此它按照呼叫模式操作(以下称为呼叫调制解调器)，或者可被控制来应答一个呼叫，因此它按照应答模式操作(以下称为应答调制解调器)。
现在结合呼叫/应答二线调制解调器对之间的通信提供结合图5-6的图解方框图描述的优选调制解调器实施例操作的例子，该二线调制解调器对预定经过诸如电话网的租用线(专用的)或PSTN线路之类的通信媒介如结合上述图1-4的网络模型叙述的那样进行通信。
参见图5、6、8、9、10A、10B、11A和11B，现在叙述一个共同的起动程序，图中含有在呼叫的与应答的调制解调器之间线路探测电话线连接通信媒介，以便学习该信道特性和回声特性。在呼叫从呼叫调制解调器始发和应答调制解调器连接到该线路之后，呼叫的与应答调制解调器进展到互相配合工作，正如由ITU-TV.34调制解调器建议规定的，在图8所示的CM/JM交换在阶段1在步骤1002、1102所建议的那样。在信号交换程序的阶段1完成之后，该呼叫的和应答的调制解调器发送75ms的无声(如在步骤1004、1104中所示)。在无声发送之后，该呼叫的调制解调器前进到使用1NFOx发生器24发送后接图5所示的单音B804、的Info Oc802，如图10所示的，然后如流程步骤1006所示的开始发送单音B。控制器20选择和启动单音发生器26，以产生1200Hz的单音并控制该开关SW1来把所产生的单音传送到发射机/调制器34，发射机/调制器34通过混合电路38在通路36上发送该单音并经过二线线路40输出到应答调制解调器。同时，呼叫调制解调器的控制器20初始化模块58用于接收信息序列INFOoa。此时，两个调制解调器可被设定在预定的符号定时，例如2400Hz的符号定时。
同时，应答调制解调器同样使用方框24控制信息序列Infoa的发送和使用方框26控制2400Hz单音的发送，并且在步骤1104初始化它的模块62以接收和检测InfoOc，如步骤1106由模块62检测那样，当收到InfoOc时，应答的调制解调器初始化其自身以检测从呼叫调制解调器来的单音B(一个1200Hz的单音)，同时在步骤1108继续接收InfoOc。
在步骤1008检测INFOoa时，在步骤1010呼叫的调制解调器使用方框58查找单音A(2400Hz单音)，然后在检测到单音A时，在步骤1012，呼叫的调制解调器初始化以检测第一反相的单音A(单音A*)。检测到单音A*时，在步骤1014，呼叫调制解调器发送反相的单音B(单音B*)10ms，同时，呼叫调制解调器的控制器20启动计数器74测量往返路程延迟TRDEc(步骤1016)。
此后，在流程步骤1016，呼叫的调制解调器初始化检测模块58，以检测反相的单音A并控制发射机34发送全零。然后，在步骤1018，查找反相单音A。
在步骤1110，接收单音B之后，如在流程步骤1112所示的，应答的调制解调器使用方框26开始发送单音A。在已发送单音A至少50ms之后，应答的调制解调器发送反相单音A。同时，在步骤1114，应答调制解调器初始化其检测模块58以检测反相的单音B。
然后，在步骤1116，应答的调制解调器查找反相的单音B，然后当其接收并由模块58检测单音B*时，它执行步骤1118，使控制器20等待至少40+/-1ms，然后控制单音发生器26和发射机34发送反相的单音A*(单音A)10ms。此后，在步骤1120，应答调制解调器的控制器20初始化回声和接收信号分析器80以便同时计算从接收的第一线路探测信号L1的回声信号得到的信道特性估算，应答调制解调器利用方框28并设定增益29为高于正常发送电平+6dB来发送线路探测信号(L1)。
在呼叫调制解调器中，如在步骤1018确定的，当检测到单音A反相时，根据步骤1020的命令由接收机模块60停止计数器74，并初始化其回声和接收信号分析器80以便从接收的信号(L1)中计算信道特性的估算。计时器74的结果数字计数代表往返路程延迟或两个调制解调器之间的范围，而且由控制器20将其存储在存储器22中，在以后用于控制回声消除器50。
在目前状态下，呼叫调制解调器和应答调制解调器都被初始化，以估算信道、噪声特性和根据本发明由一个调制解调器实现的回声信号和接收信号的非线性失真特性，该调制解调器发送已知的线路探测信号例如啾声信号，从其接收回声信号，而另一个调制解调器在远端接收啾声信号。
在本实施例中，根据流程步骤1120，应答的调制解调器的控制器20控制啾声发生器28、开关SW1和发射机34发送线路探测啾声信号，该信号是由在150Hz-3750Hz频带内间隔150Hz的一系列单音组成的周期信号。在这个频带内，发送4个零来代替单音，在这里测量由通信媒介的信道引入的非线性失真，如果有的话。在步骤1122，线路探测啾声信号首先以高功率电平L1(高于正常值+6dB)发送160ms并在步骤1124由应答调制解调器以正常发送电平L2重复发送多达最大500ms，在该时间期间它接收传送到回声和接收信号分析器80的回声信号和为了估算包括通信媒介的非线性失真特性而分析回声特性的回声信号。
在L1和L2线路探测(即第一和第二线路探测)期间，测量近端回声的非线性。特别在线路探测的4个空接收器(bin)(900Hz、1200Hz、1800Hz和2400Hz)中的非线性的数量是关键，特别在确定4个空接收器中的相对失真电平。在L1和L2线路探测期间发射机测量调制解调器变压器和网络变压器二者的非线性。
为此，在步骤1120，在测量L1期间测量线路探测900Hz、1200Hz、1800Hz和2400Hz中四个空接收器中的残余非线性。在每个接收器中呈现的电平存储在存储器22中，与下文叙述的L2的测量中得到的测量值比较。在不同接收器之间存在的非线性电平差用于确定所需的发射机预加重的数量。其次，在步骤1124，在相同的4个接收器中测量L2，并根据预定方案确定整个残余回声(非线性)是否要求进一步的发射机功率控制。因此由本地发射机作出接收机性能的最后确定。
类似地，在步骤1020的命令使得呼叫调制解调器的控制器20启动回声与接收信号分析器80来执行和分析从应答调制解调器接收的线路探测啾声信号，用于估算通信媒介的信号特性。在步骤1022，每个接收调制解调器通过对第一线路探测段L1进行频谱分析160ms来估算它的宽带信号的相应媒介特性，并在步骤1024着手执行接收频谱的求平均值小于500ms。由回声和接收信号分析器在该时间期间进行平均来提供噪声抑制，这删除了引入噪声的大部分计算，只剩下由信道引起的线性和非线性失真的接收的信号回声信号。图7的功能方框图表示适用于实现回声和接收信号分析器的一系列模块，用于执行通信媒介的信号或回声特性估算。
参见图7，视情况而定，线路探测啾声信号或其回声信号的输入单音在方框130中被收集并根据功能方框132保存在临时存储缓冲器中。由于信道可能引入频偏，它可使接收的信号是非周期性的，在计算其傅立叶变换之前，使用方框134的频偏和混合器136实现频偏校正。
在本实施例中使用64点FFT处理算法138处理L1段，用于计算在预定频谱范围的接收信号/噪声比或者在相同的预定频谱范围的接收信号/回声比率。为了进行该计算，在如由时间窗口信号142至FFT138控制的时间通过选通电路140选通128个时间样值或点。由FFT处理器138在160ms间隔的多个周期计算功率信号频谱并存储在累加器144。定时偏移校正TOFF和频率偏移校正ROT被引入每个得到的频谱。然后平均各个频谱以便得到整个结果频谱，减小或消除随机噪声。还是在方框144中，得到的平均功率频谱被平方以得到平方的频谱，从原始频谱中减去该频谱得到信道噪声频谱。方框144的输出提供信号功率频谱和噪声功率频谱给组合器方框146。
由信道引入的非线性失真也在方框148中通过平均在信号频谱零点的能量进行测量，如上所述的，信号频谱的零点是由线路探测信号引入的。
类似地，重复该过程以便处理段L2，但是该过程继续一个预定的时间以便得到精确的信号/噪声测量，该时间比用于L1的时间更长。根据得到的频谱使用方框150寻找最佳载频。
由于FFT处理器的目标是根据其估算的特性使特定信道的数据比特率最大，计算可通过该信道可发送的和由给定BER的调制解调器接收机接收的每个符号的比特数。构成2抽头的DFE模型并根据信道噪声频谱也可计算单位信号在DFE模型的输出的噪声。DFE模型(线性)噪声、非线性噪声和各频谱的信号电平被加权并在方框146中组合以便在接收机解码器的输入得到总噪声。在方框152和154中建立信噪比。在方框156中，计算包括在接收的和回声信号之上的失真的总噪声并划分为单元。在方框158中，从解码器信号/噪声比的傅立叶级数近似中计算比特/符号。从方框158得到的是最佳载频、符号速率和在从控制器20提供的希望的数据比特率范围内的数据比特率。在方框160中，得到的信息以特定的格式打包提供给其它调制解调器，从下面的叙述中将会完全理解。
在判决逻辑方框84中，最后的判定算法是在选定的与接收的应答调制解调器的载频、符号速率、暂定(tentative)发射机预加重和暂定功率电平这些参数和由呼叫调制解调器要求的实际发送预加重和实际功率电平之间选择。
在应答调制解调器完成线路探测信号产生的L1和L2段之后，应答调制解调器的控制器20初始化模块58以便检测单音B。然后在步骤1126，应答调制解调器进展到对L1和L2回声分析的结果后处理并进行NLD(非线性失真)测量，根据回声测量确定暂定发射机预加重和发射机功率电平。然后在步骤1128，等待从呼叫的调制解调器来的单音B的检测。当检测呼叫调制解调器来的单音B时，应答调制解调器通过禁止啾声发生器28完成步骤1130的指令，并控制音音发生器26、开关SW1和发射机34开始传输单音A50ms，以及继续发送单音A反相10ms。另外，应答调制解调器初始化其反相检测器，使用模块58检测单音B反相。同时，呼叫调制解调器完成步骤1022、1024用于接收的线路探测信号的信道估算之后，响应步骤1026的指令，控制器20发送单音B并初始化检测单音A的模块58(步骤1026)，然后在步骤1028对L1和L2接收机结果进行后处理，执行NLD估算，根据接收机分析确定预加重系数和发射机功率电平。在步骤1030检测单音A之后，呼叫的调制解调器初始化模块58，在步骤1032检测单音A反相。在该时间期间，呼叫调制解调器继续单音B的传输。在步骤1034，当由模块58检测单音A反相时，呼叫的调制解调器的控制器20终止单音B的传输并发送单音B反相10ms，并且在步骤1036初始化回声和接收信号分析器，通过控制单音发生器26、开关SW1和发射机34根据指令步骤1036进行回声分析。
在步骤1132，由应答调制解调器进行的单音B反相的检测使得其接收机60停止计数器74，和在步骤1134使控制器20初始化其回声和接收信号分析器80，以便根据接收的线路探测啾声信号执行信道估算。
同时，呼叫调制解调器的控制器20初始化其回声和接收信号分析器，以便根据接收的回声信号或信号进行信道特性估算。
在步骤1038和1040及1136和1138中，执行如上所述相同的线路探测过程，其不同处在于这时呼叫调制解调器正在发送线路探测啾声信号L1和L2并根据其回声信号执行估算的信道特性，以及应答调制解调器根据接收的线路探测啾声信号正在执行信道特性估算。在本实施例中，这个信道估算线路探测过程对于处理L1大约用了160ms，处理L2用了＜500ms＋1个返往路程延迟。进行与如上所述步骤1028和1126相同的后处理(步骤1140、1042)，除了该信号的内容反相以外(步骤1044、1046、1048)。然后(在步骤1050)将INFO1A、L1和L2回声结果的后处理、回声NLD估算、根据回声分析确定预加重系数和发射机功率电平(步骤1042)按照预定方案组合，以便改变波特率、载频、预加重滤波器和功率电平。然后进入阶段步骤1052。
在执行第二线路探测任务之后，选择的载频、符号速率、发射机预加重、发射机功率电平和每个呼叫的与应答的调制解调器的数据比特率提供给它们相应的控制器20，控制器20又选择和启动相应的Infox发生器24产生的分组或帧形式的学习信息，经过开关SW1和发射机34到其它调制解调器，如由ITU-T建议V.34所建议的。
在本实施例中，使用600符号DPSK调制方案在呼叫和应答调制解调器之间交换参数信息。1200Hz的载频用于DPSK传输，如电ITU-TV.34建议所建议的。
在后处理基于接收信号的结果后，应答调制解调器发送单音A和初始化它的接收机方框62以接收INFO1C信息(步骤1142)。同时，呼叫调制解调器等待以检测单音A，即在单音A检测之后(步骤1044)，该调制解调器等待一个往返路程延迟的时长并发送INFO1C。
在应答调制解调器根据步骤1144检测INFO1C信号之后，执行步骤1146的指令，命令控制器20停止发送单音A并开始发送INFO1a902。在Info1a发送之前，通过将在步骤1126得到的结果与在INFO1C发送的呼叫调制解调器来的请求组合确定发射机预加重滤波器选择和发射机功率电平的最后判定。在发送一帧Info1a之后，应答调制解调器停止发送INFO1a并且进入空闲状态大约20个预定周期(20T)，然后改变其载频和符号速率、发射机预加重和发射机功率电平为由前述过程建议的(步骤1148)。
在接收Info1a之后，通过将在步骤1042得到的结果与在INFO1a中发送的来自应答调制解调器的请求组合，呼叫调制解调器做出发射机预加重滤波器选择和发射机功率电平的最后判定，并且转到空闲状态约20T，然后改变其载频与符号速率、发射机预加重滤波器与发射机功率电平为由前述过程所建议的(步骤1050)。
然后，调制解调器分别执行步骤1052、1050。起动过程的下一部分(见图9)是训练序列，用于训练每个呼叫和应答调制解调器的接收机和回声消除器。这个训练序列是公知的并在ITU-TV.34技术说明中概述了，因而不认为是本发明的一部分，除了该训练序列是根据建议的载频和符号速率、发送预加重滤波器并且在从结合图8叙述的起动过程的前面部分学习的所建议的发射机功率电平上执行之外。因此，这里不再赘述这个过程。该过程目前正主要用于摩托罗拉公司/Codex公司销售的调制解调器3260fast中。该过程的一些部分也在1991年1月22日授权的美国专利4987569中叙述，该专利转让给本申请相同的受让人。