减小对来自电源的电流变化 的反作用的方法和滤波装置 本发明涉及通过使用功率因子调节电路对电源基频的谐波的有源滤波减小在通过单相整流器对负载供电时对电源的电流随时间变化曲线的反作用的方法和滤波电路装置。
许多新结构类型的电子设备，尤其是各种电源设备、串联式设备、驱动控制设备等，将电源交变电压整流并通过例如电容器5(图2)使其平滑，以给出一直流电压Uaus。用户使用该直流电压Uaus时，该直流电压或多或少地出现波动，并从电源获得一电流，该电流的时间曲线严重偏离正弦波形，并具有较高的高次谐波成分。这种所谓的用电设备对网络的反作用显然依赖于负载类型及其用电量。标准规范VDE0838和EN60555-2给出了可容许的高次谐波成分的极限值或其与工作电流的关系曲线。
在现有技术中，为减小或进一步消除这样的反作用，可在电源整流器与负载间加入有源滤波电路。图2中示出了已知的这样一种有源波滤电路。借助于所谓地高置调节器(Hochsetzsteller)和功率因子控制电路(PFC＝功率因子控制)，可在允许的功率范围与可能改变的负载无关地从电源取得近似正弦波形的电流。该高置调节器包括在电源整流器6输出端之间和滤波电容器5串联的扼流圈1(高置调节器扼流圈)、与其串联的二极管3和一输出横向支路内的另一个滤波电容器4。在扼流圈1和二极管3的阳极间有接有电子开关2的另一横向支路，该开关由功率因子调节电路(PFC)7控制。这种结合图2描述的有源反作用滤波电路例如可参见M.Herfurth的专业论文“Active Harmonic Filtering forLine Rectifiers of Higher Output Power”，Siemens Components1/86，第9至13页。
这种已知的电源反作用滤波器在安装空间有限的情况下还需考虑尽量小的仪器重量(例如对于便携式仪器)时，就会有问题，因为扼流圈1尤其在电源消耗功率较高时要求设计的磁芯较大和较重。在图2所示的电路中流经扼流圈1的大体上是经整流的电源电流。这意味着该扼流圈必须按电流最大值，即按最大幅度加上叠加的波动值作磁设计。
因此本发明的基本任务在于提供一种方法和电路装置，用于在通过整流器向负载供电时可靠地阻止对电源电流时间变化曲线的不希望的反作用，它采用一滤波装置，就技术费用和重量来说明显优于已知的方法和有源反作用滤波电路。
本发明的技术原理是，认识到如在图2所示的电路结构中电源反作用有源滤波器的扼流圈的磁性能利用率相对较差。除了扼流圈1流经的是波动的直流电之外，与电源电流引起的磁通上升相比，开关2周期地通、断所引起的磁通上升很小。
本发明通过使用功率因子调节电路对电源基频振荡的谐波作有源滤波以减小在通过单相整流器对负载供电时对电源电流随时间变化的反作用的方法的特征是，除基频信号外还向功率因子调节电路提供相应于该基频的高次谐波的控制信号，使得对于相同基频和相同功率的正弦波来说在减小幅度时能产生基本为矩形波的电流振荡曲线。
此外，本发明的方法可用电源反作用有源滤波器来实现，该滤波器设有位于一π型网络的纵向分支内的串联电路、一高置调节器扼流圈和阳极端与其连接的二极管，其中所述π型网络的输入端和输出端的横向分支由电容器构成，并设有一功率因子调节器，该功率因子调节器驱动一个开关，该开关位于连接高置调节器扼流圈和二极管之间连接点的π型网络横向分支中，这里根据本发明所述功率因子调节器的至少一个控制输入端接入相应于电源电流的高次谐波的信号，并且这样来选择所述信号，使电源电流的变化曲线基本上为矩形或梯形，其基频和功率分别相应于同周期的正弦波电流的基频和功率。
本发明还利用了这样的认识，即只要符合有关标准(如VDE0838和欧洲标准EN60555-2)考虑的各电流振荡的某些规定极限值，并不总要求从电源获得纯正弦波电流。考虑到这些极限值，本发明在不改变基频振幅的条件下减小流经高置调节器扼流圈1的电流的最高值。
这种在不改变基频振幅的条件下对电流最大值的减小例如可这样来实现，根据本发明，除电流额定值之外，向功率因子调节电路的一个控制输入端接入选定的高次谐波，以形成近似为矩形的、更确切地说实际为梯形的电流变化曲线。
下面通过结合附图对实施方式的描述详细说明本发明及其优点。
图1表示一正弦波电流在归一化值的情况下半个周期的时间变化曲线，以及相对照地示出在相同基频振荡有效值条件下的经改变的电流波形；
图2表示上文已描述的带有整流器电路和功率因子调节器的供电电路的原理电路图；
图3表示根据本发明的带有根据电流修正而变化的控制输入信号的原理/框图。
图1清楚说明了正弦波电流曲线10与近似矩形的或梯形的电流曲线11之间的差别。两曲线10、11具有相同的基频振荡有效值，即获取的电源功率是相同的。但矩形或梯形曲线11的幅度只是正弦波曲线10的幅度的82％。若曲线形状更接近理想梯形或矩形则可进一步减小幅度。因此本发明的优点是，相同电感的扼流圈可以设计成与正弦波电流情况相比相应地减小的磁通。这无疑有利于减小扼流圈的磁芯体积。
图3描述了原理上已知的功率因子调节电路7的结构，它包括运算放电器20和乘法器21，运算放大器20在输入端一方面承载常压Usoll，而另一方面承载二极管3的阴极端上在一定范围内随负载而变的电压Uist，乘法器21在输入端一方面输入一电流幅度，另一方面输入确定所需电流额定值Isoll的幅度值。确定电流标准值的参量例如可从图2中的点9处的已整流电源电压|Uin|获得，例如通过原理已知的电阻-齐纳二极管电路，以除去电流峰。这样，从电源电压获取的额定电流未对电源电压相移。在乘法器21获得矩形或梯形电流额定值的另一种可能是运用由电源频率控制的多谐振荡电路(Kippschaltung)，其中电流上升速度或多或少地被导线电感限制，以给出梯形的变化曲线。另一种可能性是通过有用于所需电流标准值曲线的存储表的简单微控制器26给出电流额定幅度的曲线形式。
乘法器21的输出端连接至另一个运算放大器的一个输入端，其另一个输入端25接入例如由图2所示的滤波电路中的分流电阻8引出的电流实际值Iist。通过运算放电器22的输出端控制带有驱动放大器并最终驱动开关2的脉宽调制器23的控制输入端。
为减小扼流圈1的大小可考虑如下因素：扼流圈1的磁芯大小首先随线圈电流的平方而变。若电流幅度减小20％，则磁芯的大小将减小1-(1-0.22)＝0.36，即减小36％。考虑到实践中备用于电流波动，扼流圈1的磁芯减小约25％是没问题的，这对于对重量和体积要求严格的应用，尤其是便携式仪器来说意味着可大大地节省重量和体积。