用于电能转换的电子线路，以及利用它的电源设备 本发明涉及用于法国申请FR 2 679 715 A1中介绍的电能转换的电子线路，以及利用它的电源设备。
该专利申请中介绍的转换器以举例方式如图1所示。它在电压源SE和电流源C之间，基本包括一系列可控切换单元CL1，CL2，…，CLn，每只具有两个开关T1，T’1；T2，T’2；…；Tn，T’n，这些两个开关中每个的一极形成一对上游极的一部分而这些开关中每个的另一极形成一对下游极的一部分，上游单元的那对下游极与下游单元的那对上游极相连，第一只单元CL1的那对上游极与所述电流源C相连，而最后一只单元CLn的那对下游极与所述电压源SE相连，除了在所述电压源SE可以起到同样作用因而最后一只单元的电容可以忽略的情况以外，该转换器还包括对应于每只单元的电容器C1，C2，…，Cn，每只电容器被接在构成其单元的那对下游极的两极之间，转换器还具有控制转换器的正常运行并按如下方式作用于这一系列单元的开关的控制装置(未示出)：任何一只单元地两个开关总是处在互相相反的导通状态(以诸如控制联片1c1表示)，因而响应于由所述控制装置产生的单元控制信号，指定单元的两个开关中的一个在周期性重复的转换器周期内连续地先处于第一导通状态然后又处于第二导通状态，并且响应于相同的但在时间上偏移所述转换器周期的一部分的控制信号，这一系列单元的开关按同样的方式重复起作用但在时间上偏移所述转换器周期的一部分。
理想地，周期的这样的一部分等于单元数目n的倒数，即2π/n，这对于输出中产生的谐波是最优的而且使得转换器的电容上所充的电压被自然地平衡。某些其他的偏移也是可以想得到的。
在这样的转换器中，系列电容器C1，C2，…，Cn具有相应增加的平均充电电压，与每一所述单元相关的电容的平均充电电压等于由所述电压源SE产生的电压VE与转换器中单元数目的倒数以及该单元的序列数的乘积，即当n＝3(即转换器中只有3只单元时)时为VE/3，2VE/3，VE。
下面用“多极转换器”这一术语来定义满足上述介绍的转换器。
这样的转换器的优点是在正常运行时每一所述开关仅承受转换器所承受的最大电压的一部分，即承受对应于两相邻单元的电容器的充电电压之差的那部分电压。因而这些断续器可以用更便宜的和/或更快的部件实施；如果它们是更快的，就可以制出运行频率更高的转换器，因而在实用中最有益。
本发明的目的是保证只要所述电压源给转换器供电，所述电容就快速获得它们相应的所述额定充电电压。
转换器以如下方式运行：如果电容的额定充电电压高于它应该是的值，于是它就向电流源分配额外的电流，从而使其充电电压回到额定值。无需说明，这一过程是较慢的，尤其是在流过电流源的电流小的情况下。当被应用于所述电压源开始不带电然后突然建立起转换器的供给电压的工况时，它具有使得开关承受相当长时间的异常高的电压的影响。
无需说明在这样的工况下和正常工况下避免使开关承受过分的电压(即使是暂时的)都是重要的，因为这可能会损坏它们。
根据本发明，上述目的是这样实现的：转换器包括控制装置，它被组织用来检测转换器的电压源的所述电压并且只要它低于确定阈值，就中止转换器的所述正常运行并以如下方式作用于所述开关：当电压源的所述电压的值介于零和所述额定充电电压中最小者之间时它对转换器的所有电容充电；当电压源的所述电压超过所述最小的额定充电电压时已额定地充电至所述电压的那只电容被从回路中退出，而电压源的所述电压继续对要求更高的额定充电电压的电容充电；当电压源的所述电压超过相近的更高额定充电电压时已额定地充电至所述电压的那只电容又被接着从回路中退出，而电压源的电压继续对其它电容充电；如此继续，直到转换器的所有电容被充电至它们相应的额定充电电压；此后所述控制装置建立转换器的所述正常运行。
在转换器的一实施例中，所述控制装置这样作用于所述开关：对于从零增加的电压源的电压，除了第一只单元的开关处于另一状态外所有单元中两开关开始均同时闭合，因而分配到所述负荷的电压为零；此后，随着电压源的所述电压升高，连续随后的单元的各开关对一个接一个处于所述另一状态。
本发明还提供一种利用这样的转换器的设备，且必要时被组织成电压源的所述电压的建立按适合于所用的转换器的方式逐渐地进行。
通过下面结合相应附图对以非限制性示例方式给出的本发明的实现的介绍，本发明的目的和特点更加清楚，其中：
图1(上面已介绍过)是已知多极转换器的回路图；
图2是用于图1那种类型的多极转换器的并被组织成能够实现本发明的控制装置的回路图；以及
图3是用于检测电容充电电压的并用于图2所示回路中的装置的回路图。
对多极转换器不再进行介绍。图1的回路图对应于在专利文献FR 2 697715 A1中介绍的那种类型的转换器，读者可参照它了解更详细情况。
在图2中，仅表示了图1中转换器的电容器C1，C2，…，Cn。
根据本发明，这些电容中每只均连接有一相应的检测回路VMO1，VMO2，…，VMOn以检测每一电容的端点间的电压。为了这一结果，每一这样的回路被连接于相应电容的两端点上，并提供表示电容的端点间存在的电压的检测信号VO1，VO2，…，VOn。
参照图3可以看出检测回路的一种实施包括接在电容Ck端点间的串联连接的阻抗ptk1和ptk2，并将电容两端之间电压的一确定部分分配一模数转换器ADC，它通过发出被由信号gk触发的门电路PVk读取的一数字电压信号来响应每一脉冲fk。信号fk和gk由时间基BT有利地产生(图2)
根据本发明，每一电容还连接有相应的差值测量回路VE1，VE2….，VEn，以测量从相应的检测回路收到的测出的充电电压和该电容的额定充电电压之间的差值(如果有的话)。差值测量回路本身计算电容的额定电压，该电压是电压源SE的电压VE的1/n再乘以级的序列R，其中n是转换器的级数。该回路于是接收值VE和R，而值n对于整个转换器均为常数因而在每一回路中被硬件实现hard-wired(值R对于每一级是常数也可同样被硬件实现)。它从中得出额定充电电压VEXR/n并将它与检测出的充电电压比较而提供表示所述两电压之间的差的差值信号VEC1，VEC2，…，VECn。该差值信号可以是一仅表示差值的存在及其符号的简单的逻辑信号(两位)。有利地，由于下面解释的原因，如果电容充电电压差超过了在差值测量回路中被硬件实现的预定的阈值，也发出差值信号。
图2的控制装置还包括响应于触发信号sd1，sd2….，sdn的控制模块MC1，MC2，…，MCn。在转换器的每一周期内，时基BT产生直接构成信号sd1的信号sd，它还通过利用延时单元R2，…，Rn产生时间偏移信号sd2，…，sdn。控制模块MC1，MC2，…，MCn的功能基本是在每一转换器周期内产生用于激发控制转换器的开关的信号CT1，CT2，…，CTn的控制脉冲。在每种情况下，每一这样的脉冲的额定持续时间主要由电压源提供的电压VE的值和被送至电流源的电压电平所决定。由于超出了本发明的领域因而没有对转换器的这方面的运行更详细的介绍。
这些激活电平控制脉冲直接加在开关T’1，T’2….，T’n的相应的那个上而使之不导通，每一脉冲还被送至相应的NOR门pe1，pe2，…，pen然后发出相反的或“非激活”电平而使得开关T1，T2，…，Tn导通，而不管NOR门另一输入的电平如何。
在转换器的正常运行期间，每对开关T1，T’1；T2，T’2；…；Tn，T’n中两开关的状态因此总是相反的，如上面指出的。
此外，根据本发明，转换器包括基本位于图2的实施例中的时基BT内的控制装置，它以差值信号VECn的形式连续接收转换器电压源的所述电压检测值，并且只要该电压低于给定阈值，它就中止转换器的所述正常运行。
由于信号VECn与电容Cn的充电电压有关，它同时也与电压源的电压有关。实际上，或者该电压为其额定值且转换器实现正常运行；或者该电压不是其额定值，而是一个诸如正在恢复正常的值，没有本发明，开关的运行电压就会被超过，在这种情况下转换器的正常运行就不能再继续。这一点从下面可更加清楚地看出。
因此，当时基BT发现电压源的电压不足时，它就停止发出任何sd信号，而发出一DC信号at。
由于没有信号sd，信号CT1，CT2，…，CTn保持为非激活状态，因而使得开关T’1，T’2，…，T’n导通。
信号at激活等待回路DA1，DA2，…，DAn-1(未示出)。它们每个分别监视相应的差值信号VEC1，VEC2，…，只要相应电容的平均充电电压不是切断差值信号的值，延时回路就向相邻的较大序列的切换单元相应的门pe2，…，pen提供充电控制信号DR1’，DR2’，…。
因此，对于每一单元，只要没有电容被充分地充电，而开关T’2，…，T’n已经导通，开关T2，…，Tn也导通。参照图1，可以清楚地看出所有电容因此与电压源的端点并联相连。只要电压源的电压建立起来，于是所有电容并联充电。
因此，当电容C1达到其额定值时，差值信号VEC1消失，等待回路DA1切断充电控制信号DR1’，开关T2变为不导通，从而中断了电容C1的充电，而其他电容的充电则继续。
当电容C2接着被充分充电时，相应的差值信号VEC2切断而等待回路DA2切断信号DR2’，从而使得开关T3(未示出)停止导通，如此等等，直到电容Cn-1(未示出)被充电，从而使得开关Tn停止导通。
最后，当电容Cn被充分充电时，时基监测出差值信号VECn消失并切断DC信号at，同时通过产生周期信号sd也建立起转换器的正常运行。
很明显，上述介绍的一种变异是不单独比较电容上测出的充电电压与每个对应于该电容的额定充电电压，而是仅比较电压源的电压与各个额定充电电压，这一变更更加便宜。
自然地，上述介绍是建立在电压源的电压是逐渐地充分建立起来以使得上述运行能够发生的前提上的。
这一假设通常是正确的，因为电压源几乎都包括一个滤波器，其在建立电流的斜线上设定极限。电压源也可以是一AC电源，遇到的时间常数通常是周期的四分之一级，即50Hz下为5ms，这一值比转换器的运行周期长得多。
最后，根据本发明，如果必要，能够增加时间常数装置从而使电压源的电压确实以适应于所用的转换器的方式逐渐建立。
对于转换器中电容的充电电压尽可能快地检测也是理想的。参照图3介绍的解决方案具有能够以数字方式处理的好处，但并不很快。理想地可采用一种模拟式变异，将从分压桥来的电压与一参考电压进行比较而激发电子双稳态。
还应指出如果回路元件的各种参数存在漂移，理想地是使得测量出的电容充电电压和相应的参照值之间的比较以阈值的形式包括一误差裕度，低于该阈值时不发出差值信号。
显然，上面给出的介绍仅仅是以非限制性的示例的方式进行的，尤其是其中的数字对于每一应用都可改变。