一种相位跟踪系统 【技术领域】
本发明涉及用于数字通信接收机中的相位跟踪系统。
背景技术
在1995年9月16日出版的文献A/53“ATSC数字电视标准”中描述了美国的高级电视系统委员会(ATSC)所采纳的高清晰度电视(HDTV)标准。该文献阐明了有关HDTV信号特性的所有要求。尤其是，ATSC-HDTV信号需要抑制载波残留边带调制格式，这是一种众所周知的幅度调制方法。另外，频率为抑制载波频率的小的同相导频信号被添加到低于平均信号功率的11.3dB信号中去。
在2001年5月15日授权给Wang的题为“用于HDTV接收机的分段同步恢复网络”(SEGMENT SYNC RECOVERY NETWORK FOR AN HDTVRECEIVER)的美国专利NO.6,233,295中公开了一种典型的ATSC-VSB接收机解调方案。所公开的解调器包括以21.52MHz速率采样的模数(A/D)转换器，以采样速率21.52MHz工作的载波跟踪环路(CTL)，其后跟随有以符号速率10.76MHz工作的符号定时环路(STL)，并跟随有同步检测器、均衡器和相位跟踪器(即相位跟踪环路)，这些装置都以符号速率10.76MHz工作。
A/D转换器以采样频率来采样模拟信号，将每次采样的信号转换为具有特定位编号的数字采样序列。
CTL执行的载波跟踪遇到了发送机和接收机振荡器之间的频率偏移问题，引起了正弦载波信号的漂移，这或者是其设计所固有的或者是由于漂移引起的。该偏移将导致接收信号群旋转并且妨碍了信号恢复。这种“旋转”效应必须在能够作出精确符号判决之前消除。使用载波跟踪环路(CTL)就是为了消除这种频率偏移并向下解调信号为基带(从原来的中频或接近基带频率)，从而在基带能够直接正确地处理接收到地信号。就VSB发送信号而言，由于实际上只发送了原始频谱的一部分，因此通过将频移信号下变换到基带，能够从射频频谱恢复全部信号频谱。
STL执行定时恢复，并通过将接收机时钟(时基)与发送机时钟同步来处理，该同步是通过解码嵌入发送VSB信号中的定时信号而获得。为了实现符号同步，接收机必须判定两个量即采样频率和采样相位。采样频率被典型地规定但是振荡器漂移将给规定的符号速率引入偏差。采样相位包括确定符号周期中的校正时间，在此期间采取数据采样。恢复定时信号的精确性基本上与发送的VSB定时信号的精确性相同。
同步检测器通过相关来检测嵌入到数据流中的场和分段同步信息，并且为了同步将该信息提供给其他的接收机模块。
均衡是一种信号处理技术，该技术试图校正接收信号中的线性失真，失真表现为ISI形式，主要是由信道恶化(例如，地面广播信道中的多径传播)或者由在接收机或发送机中的滤波而产生。
因为相对而言CTL是窄带，所以它不能跟踪载波中出现的高频相位噪声(抖动)。这种相位抖动在复平面上表现为符号群的旋转。由于这种原因，单独的相位跟踪环路(PTL)工作在均衡基带信号的信道上，并在接收机中提供解旋信号群，从而使符号判决变得精确。这些PTL是针对判决的。也就是说，这些PTL计算与符号对应的每个接收群点相位和标准群点相位之间的相位差，其中该符号被判决为已经发送的最大可能性的符号。然后该相位差以完全已知的方式用于控制基带信号的解旋。由于该系统已经被CTL锁频到载波上，为了相位跟踪使用一阶环路来最大化PTL带宽。
图1是用于ATSC-HDTV电视广播通讯系统的现有技术的相位跟踪环路方框图。在图1中，接收符号用调制为VSB信号的多电平信号表示，更准确地说，这种信号可以是一种抑制载波8-VSB、15-VSB或16-VSB调制信号。
在图1中，输入端5耦接到产生均衡基带信号的接收机前端(未示出)，均衡的基带信号表示连续的发送符号。该接收机前端可以包括，例如射频调谐器、中频放大器、模数转换器、数字载波恢复电路、符号时钟恢复电路、DC补偿电路、场和分段同步信号检测器、NTSC共信道干扰消除电路，和自适应信道均衡器，全部都是已知结构和其中的大部分已经在上面描述过了。
输入端5耦接到乘法器10的第一输入端。乘法器10的输出端耦接到延迟电路12和希尔伯特(Hilbert)滤波器14的各个输入端。延迟电路10的输出端耦接到复数复数乘法器22的第一复数输入端的实部输入端R。Hilbert滤波器14的输出端耦接到复数乘法器22的第一复数输入端的虚部输入端I。(信号的实部和虚部分量有时分别被称为“同相”和“正交”分量，参见一些复数调制方案中的相应分量)。复数复数乘法器22的复数输出端的实部输出端R耦接到输出端15。输出端15产生相位校正接收信号的实部。输出端15可能耦接到接收机后端(未示出)。接收机后端可以包括，例如网格解码器、Reed-Solomon解码器、解扰器，以及视频、音频和辅助信号处理器，全部已知结构。该接收机后端全部以已知的方式工作产生出通过发送HDTV视频信号表示的图像，以及通过发送音频信号表示的声音。
复数乘法器22的实部输出端R也耦接到限幅器24的输入端和相位检测器/累加器26的虚部第一输入端R。复数乘法器22的复数输出端的虚部输出端I耦接到相位检测器/累加器26的虚部第一输入端I。限幅器24的输出端耦接到相位检测器26的实部第二输入端R。在每一个符号时间，限幅器从编程的查询表中选择对应于符号群中的点的数据符号作为判决，该数据符号最接近于输入符号采样。也就是说，限幅器选择其字母表中的符号作为判决，该符号在欧几里德(Euclidean)距离上与输入符号采样最接近。更具体而言，该限幅器期望在沿实轴方向上预定信号点上的输入信号对应于发送符号。
相位检测器/累加器26的输出端产生信号φE，如上所述，该信号表示所选标准信号相位和相应接收相位调整信号的相位之间的估计相位差，并且耦接到正弦/余弦发生器28的输入端。正弦/余弦发生器28的各个实部R和虚部I输出端耦接到复数乘法器22的第二复数输入端的相应输入端。乘法器22、限幅器24、相位检测器和累加器26以及正弦/余弦发生器28的组合形成了相位跟踪环路20。
另外，相位跟踪环路可能具有并行自动增益控制(AGC)环路，用于校正信号的增益，以确保经过相位校正后信号电平对应预定限幅器电平。复数乘法器22的实部输出端也耦接到AGC检测器和累加器16的第一输入端。限幅器24的输出端耦接到AGC检测器和累加器16的第二输入端。AGC检测器和累加器16的输出端耦接到乘法器10第二输入端，以进行增益控制。
在操作中，输入端5的VSB信号仅仅具有实部分量。但是，为了适当地控制输入信号IN的相位，必须在复平面上旋转。Hilbert滤波器14估计响应于输入信号IN实部分量R的虚部分量I。延迟电路12补偿Hilbert滤波器14引入的延迟。
由实部(R)和估计的虚部(I)分量表示的复数输入信号IN通过复数乘法器22来解旋。来自复数乘法器22实数输出端的相位调整(解旋)信号的实部(R)分量被提供给输出端15。
对于所有可能的符号，限幅器24把解旋信号的实部(R)分量值与实部分量的标准值进行比较。限幅器24选择具有标准实部值的符号作为接收符号，该标准值最接近于解旋信号的实部值。限幅器24在其输出端产生一个具有所选符号的标准实部分量值的信号。
利用来自限幅器24的标准符号和来自复数复数乘法器22的对应输出信号之间的第一估计相位角，相位检测器和累加器26在复平面上生成一种相位误差信号φE。累加该相位差并将该累加值用作相位误差φE。累加器也被称作数控振荡器(NCO)并且用于累加相位误差。当计算每一个相位差时，该相位差被加到先前NCO内计算的累加值中，并且将全部累加结果用作相位差φE。
表示这种相位误差信号φE的相位校正角的复数实部(R)分量和虚部(I)分量在正弦/余弦发生器28中生成。利用这些实部(R)和虚部(I)信号的值来控制复数乘法器22引起的输入信号IN旋转量。相位检测器和累加器26以及正弦/余弦发生器28的组合作为相位调整单元。复数乘法器22利用补偿角来旋转输入信号IN以产生解旋的输出信号OUT。
同时，AGC检测器和累加器16计算复数乘法器22的实际解旋实部分量与限幅器24的标准实部分量之间的幅度差。该差表示在输出信号OUT的幅度上误差的大小。累加该幅度差并将其用于控制乘法器10以调整输入信号IN的增益，以达到期望的电平。
通过以这种方式提供输入信号IN的幅度和相位的精确控制，输出信号OUT的相位可以适当地与发送机载波相位对齐，并且这些符号可以以更加精确的方式来检测。
现有技术的系统存在的一个问题是它的设计中，假定相位已经通过CTL相对接近地调整。因此，正弦/余弦发生器28仅包括在从0开始的预定相位距离内用于调整输出信号OUT相位的值。在现有技术系统的一个实施方案中，正弦/余弦发生器28包括查询表，该表仅仅为±30°的相位差提供值。因此，来自相位检测器和累加器26中的NCO的最大值被调整对应于+30°，而来自NCO的最小值被调整对应于-30°。也就是说，相位检测器和累加器26中NCO不允许具有卷绕相位能力(±180°)。NCO应该从其最大值到最小值进行卷绕，校正相位从+30°跳跃到-30°。这表示一种大的相位非连续性(大约300°)，然后被检测作为大的相位误差并加到累加器(NCO)中，除非通过设计来禁止。结果，诸如在载波跟踪环路，符号定时环路和均衡器等上述电路元件中的脉冲噪声和瞬变状况可能导致在相位检测器和累加器26中累加实质上的相位误差。反过来，这可能引起在±30°点不精确和不期望的较高和/或较低限制相位输出，或如果不禁止的话，还有NCO卷绕，即大的相位不连续性。在两种情况下，如果NCO没有被重新设置为0，那么从这些情况中恢复相位跟踪几乎是不可能的。一种具有全相卷绕能力的相位跟踪系统，能避免上述与脉冲噪声和瞬变状况有关的问题，并允许更加容易地实现自恢复，是我们所期望的。
【发明内容】
根据本发明的原理，一种相位跟踪系统包括一表示接收符号的输入信号源。一相位旋转器具有响应于所述输入信号的第一输入端，响应于一相位校正信号的第二输入端，以及产生一相位调整输出信号的输出端。一判决单元响应于相位调整输出信号产生表示接收符号的标准信号。一具有全相卷绕能力的相位调节器，响应于相位调整输出信号和标准信号之间的相位差而产生所述相位校正信号。
【附图说明】
在附图中：
图1是现有技术相位跟踪环路的方框图；以及
图2是根据本发明原理的相位跟踪环路的方框图。
【具体实施方式】
图2是根据本发明原理的相位跟踪环路20’的方框图。在图2中，那些与图1中所示元件相同的以相同的参考数字来表示，并且在下面不再对其进行详细讨论。在图2中，复数乘法器22的实部输出端R耦接到极性校正器23的输入端Rin。极性校正器23的输出端耦接到输出端15。相位检测器和累加器26’的输出端耦接到正弦/余弦发生器28’的输入端和极性检测器29的输入端。极性检测器29的输出端耦接到极性校正端23的控制输入端。
在工作中，正弦/余弦发生器28’包括完全的±180°查询表。这允许相位检测器和累加器26’具有全卷绕相位能力。即调整相位检测器和累加器26’中的NCO的最大值以从正弦/余弦发生器28’产生180°相位输出，以及调整NCO的最小值以从正弦/余弦发生器28’产生-180°相位输出。因此，当NCO从最大值到最小值卷绕时，相位从+180°改变到-180°，这导致了没有相位不连续性。根据上述的情况，这将逐个消除在NCO中大的相位误差的累加。
相位检测器和累加器26’也被设计为180°相位旋转不变的。通过提供相位旋转颁布的相位检测，图2的相位检测器26’只需要计算复数乘法器22输出信号的相位与实轴之间的相位差，实轴即0°或180°。更加具体而言，相位检测器和累加器26’能够锁定为0°或180°。相位跟踪器的正常行为假定为相位将在0°相位附近变化，这是因为CTL处理消除通常与VSB调制相关的180°相位模糊，并当信号频移到基带时通过观测载波导频中产生的dc偏移来实现。但是，如果脉冲噪声足够可以驱动NCO超过90°相位，只要相位跟踪器正施加于该信号，为相位跟踪器输出做180°相位旋转校正，那么相位跟踪器就可以通过锁定到180°相位来恢复。这允许相位跟踪器更容易地从暂时失锁来自恢复。
当相位检测器和累加器26’锁定到0°实轴时，图2中所示系统的操作与图1中所示系统的操作相同。但是，当相位检测器和累加器26’锁定到180°实轴时，复数乘法器22将产生实部(R)输出信号，该信号与实际期望的输出信号相反。在这种情况下，必须对复数乘法器22的输出信号求反。极性检测器29分析相位误差信号φE，以确定相位检测器和累加器26’是否锁定到0°轴或180°轴，在下文将更加详细地对此进行描述。第一种情况，当它检测到相位检测器和累加器26’锁定到0°轴时，和第二种情况，当它检测到相位检测器和累加器26’锁定到180°轴时，极性检测器29就为具有上述两种情况的极性校正器23提供一个控制信号。当相位检测器和累加器26’锁定到180°轴时，极性校正器23响应于该控制信号对输入采样求反，以及当相位检测器和累加器26’锁定到0°轴时，它将输入采样直接进行输出。
参考表1(下面)，极性检测器29分析相位误差信号φE。如果相位误差信号位于复平面的右半部分(即，-90°＜φE≤90°)，那么假定相位检测器和累加器26’锁定在0°轴上。在这种情况下，在极性检测器29的输出端将产生值为“0”的极性控制信号。如果相位误差信号位于复平面的左半部分(即，90°＜φE≤270°)，那么就假定相位检测器和累加器26’锁定在180°轴上。在这种情况下，将产生值为“1”的极性控制信号。
表1 相位 极性控制信号 -90°＜φE≤90° 0 90°＜φE≤270° 1
参考表2(下面)，极性校正器23响应于极性控制信号，当极性控制信号为“1”时(左半平面)在输入端Rin对信号求反，当极性控制信号为“0”时(右半平面)在输入端直接输出该信号。
表2 极性控制信号 输出 0 Rin 1 -Rin
当相位检测器和累加器26’与正弦/余弦发生器28’的组合提供了全相卷绕能力以及180°相位旋转颁布的锁定，因为VSB接收机对于小相位旋转非常敏感，仍可能期望限制提供给正弦/余弦发生器28’的相位误差信号，进而限制提供给复数乘法器22的相位校正信号，使之限制在从0°或180°开始的相位角范围内。这种功能可以通过相位限制器27来提供，该限制器如图2中虚框所示耦接在相位检测器26’和正弦/余弦发生器28’之间。相位限制器27工作，分析相位误差信号φE，以确定相位误差信号φE与最接近实轴的角度。如果该角度大于规定的相位范围值，在本申请的其余部分中的规定其为术语α，那么提供给正弦/余弦发生器28’的极限相位误差信号通过下文的描述方式被控制位于相应的限制角度范围内。
参考表3(下面)，根据预定的相位角度值α计算四个相位限制。首先假定相位检测器和累加器26’被锁定到正实轴(0°)，第一相位限制α1等于+α，并且表示从0°开始的正值范围的结束。第二相位限制α2等于-α，并且表示从0°开始的负值范围的结束。然后假定检测器和累加器26’被锁定到负实轴(180°)，第三相位限制α3等于180°-α，并且表示从180°开始的正值范围结束。第四相位限制α4等于-(180°-α)，并且表示从180°开始的负值范围结束。
表3相位 限制 功能 α1 +α α2 -α α3 180°-α α4 -(180°-α)
参考表4(下面)，然后将相位误差信号φE与这四个相位限制α1，α2，α3，α4进行比较。如果相位误差信号φE位于实轴的预定相位范围α内，即0°≤α≤90°，那么提供给正弦/余弦发生器28’的限制相位误差信号设置等于相位误差信号φE。这通过第一的两根线来表示，这里φE位于α1和α2(线1)之间，以及φE位于α3和α4(线2)之间。相反，如果φE不位于实轴的预定相位角α范围内，那么，限制相位误差信号被设置为相位限制α1，α2，α3，α4中合适的一个。如果相位误差信号φE大于第一相位限制值α1，并位于平面的右手侧内，那么极限相位误差信号被设置等于α1(线3)。如果相位误差信号φE小于第二相位限制值α2并位于平面的右手侧，那么限制相位误差信号被设置等于α2(线4)。如果相位误差信号φE小于第三相位限制值α3并位于平面的左手侧，那么限制相位误差信号被设置等于α3(线5)。如果如果相位误差信号φE大于第四相位限制值α4并位于平面的左手侧，那么极限相位误差信号被设置等于α4(线6)。
表4 极限相位误差 相位误差 φE α2≤φE≤α1 φE α3≤φE≤180°或-180°≤φE≤α4 α1 α1＜φE≤90° α2 -90°≤φE＜α2 α3 90°＜φE≤α3 α4 α4＜φE＜-90°
本领域的普通技术人员将理解，相位范围值α可以是固定的，也可以是可变的。如果是固定的，相位范围在设计和/或实现时被设置，并且相位跟踪环路将在不改变的预定相位范围α内实现。但是，该预定相位范围α在实现过程中可以被不同地设置。如果相位范围值α是动态变化的，载有值α的控制信号(未示出)耦合到相位限制器27的控制输入端(也未示出)。在这种情况下，上述表3和表4中所示的计算利用控制输入端最后接收的相位范围信号α的值来执行。
本领域的普通技术人员也将理解，相位限制器27是可选的，或者可以完全省略。另外，本领域的普通技术人员将理解，如果包括了相位限制器27，那么它也可以被动态地使能以及禁止。参考表5(下面)，在这种情况下，另一个载有使能/禁止控制信号的控制信号(未示出)耦合到相应的相位限制器27的控制输入端(也未示出)。如果提供了这种信号，那么上述在表4中所示的计算，将考虑这种使能控制信号进行修改。也就是说，如果使能相位限制器27(例如，使能信号具有值“1”)，那么将执行表4中所示的计算。这在表5的首先六行中示出。相反，如果禁止了相位限制器(例如，使能信号具有值“0”)，那么相位误差信号φE将不变地并不受限制地通过正弦/余弦发生器28’。这在表5第七行中示出。
表5 使能 相位校正 相位误差 1 φE α2≤φE≤α1 1 φE α3≤φE≤180°或 -180°≤φE≤α4 1 α1 α1＜φE≤90° 1 α2 -90°≤φE＜α2 1 α3 90°＜φE＜α3 1 α4 α4＜φE＜-90° 0 φE -
如上所述，通过包括相位限制器27，利用具有全相卷绕能力的包括相位检测器和累加器26’和正弦/余弦发生器28’的相位跟踪环路，接收系统可以限制精确相位调整到小的量，即在一定时候不超过α度，而允许在相位检测器和累加器26的累加器NCO中累加大的相位误差。
上述已经描述了本发明并且作为单独的电路元件来实现。本领域的普通技术人员将理解，所示系统的全部或部分可以用控制程序的控制下操作的处理器来实现。本发明也已经根据使用多电平VSB调制方案的地面HDTV广播系统进行了描述。本领域的普通技术人员将理解，上述相位跟踪环路可以容易地适用于任何一维调制方案。更一般而言，这种相位跟踪环路可以包括在任何通信接收机中，这种接收机包括数字解调系统，其中载波跟踪和相位跟踪操作被分离开来执行，特别是在该系统中，这种载波跟踪环路是窄带环路，并且其他解调功能诸如符号定时恢复和均衡优先于相位跟踪环路。