具有保持时间的单转换电源转换器 发明领域：
本发明涉及电源转换器，尤其涉及在电源输电线故障期间有效地提供所需保持(hold-up)时间的电源转换器。
背景技术：
许多电子设备需要一个或更多的稳压的(regulated)直流(DC)电压。这些电子设备的电源通常由一个将输入电压转换成为设备所需的稳压的DC电压的电源转换器来提供。许多类型的电源转换器都能够在宽输入电压范围内工作。如果输入电源下降至最小许可电压以下，并且对转换器工作产生了不利影响，则依靠电源转换器来提供电源的电子设备可能经历致命的损失，例如丢失数据。电源转换器在缺少输电线电压的情况下能够持续工作的时间的长度被视为保持(hold-up)时间。转换器解决这个问题的一种已有方法是将一个体电容(bulkcapacitor)与输入电源并联连接。在正常工作期间，能量可以存储在该体电容中以提供该保持时间。保持时间取决于体电容的大小和转换器可用占空比(duty cycle)的大小。
图1示出一种现有技术的AC-DC电源转换器10，该AC-DC电源转换器10包括一个用于获得保持时间的体电容。电源转换器10包括位于前端的AC至DC升压转换器8，该升压转换器后面跟有DC至DC转换器级30。一个桥式整流器20用于将施加在AC输入端14和16上的AC电压转换为在端子15和13之间的非稳压的整流DC脉冲。这个非稳压地DC，可以是非平滑的DC，开关12经由升压电感24对这个非稳压的DC进行切换。开关12典型地是一个具有输入到其栅极的控制信号的MOSFET。用于驱动输入给开关12的控制信号的信号可以是变化频率型，也可以是固定频率型，这样输入电流也是具有最小谐波失真的正弦波。在本领域中，用于提供这种驱动的各种集成控制电路是已知的(如，L4981，UC3854，和L6561)。升压转换器8可以作为连续电流模式类型，也可作为非连续电流模式类型转换器工作。升压转换器8获得跨接在体电容18上的稳压DC体电压(bulkvoltage)。升压转换器8提供升压比，以使得该DC体电压比输入的AC电压的最高峰值稍微高一些。DC体电压由升压转换器8的装置进行稳压。转换器30直接对这个DC体电压进行操作，以提供所需的隔离和在DC输出端36和38上的次级稳定电压。
当输电线输入的AC电压失效时，在输入电源中断之后，存储在体电容18中的能量将保持DC至DC转换器30继续处于工作状态一段时间，即保持(hold-up)时间。对于转换器10，该保持时间依赖于体电容18的大小和转换器可用占空比的大小。由于升压转换器8可以工作在大约100％的占空比下，典型地升压转换器8具有宽的稳压范围。DC至DC转换器30只有有限的工作占空比范围，并且不能工作在很宽的输入电压范围内。因而，需要较大的体电容18以满足为了保持转换器的DC输出所需的保持时间在可接受的限制之内。
目前，电源转换器10使用普遍，并且可提供高性能特性。提供的输出电压具有线性频率纹波抑制(line frequency ripple rejection)。然而，在低电源电平下，电源转换器10是昂贵的，并且具有高的元件成本。由于负载特性或者在转换器10的输出端存在快速后稳压器，因而存在许多不需要快速瞬时响应的低电源应用。所以，对于低电源应用需要较低成本和的较少元件的解决方法。
图2A示出一种现有技术AC-DC电源转换器100的电路图。电源转换器100包括一个功率因数校正的逆向(flyback)转换器，该逆向转换器对整流的AC输入脉冲直接进行切换。AC输入电源施加在端子114、116上，并通常用于通过使用传统的桥式整流器20在端子113、115上产生非平滑DC。一个电容118与二极管152串联跨接在端子113、115之间。电源转换器100包括一个变压器128，该变压器具有初级线圈140、次级线圈142和辅助线圈144，每个线圈都包括第一和第二端子。在电源转换器100中，辅助线圈144在每个逆向转换器100的逆向周期期间，提供电容118再次充电的能量。
通常，第一开关112以预定频率使得初级线圈140导通和断开。第一开关112典型地是一个在其栅极具有控制信号输入的MOSFET。典型的输入至开关112的控制信号是一传统的脉冲宽度调制(PWM)型或功率因数校正(PFC)型驱动信号(细节未示出)。次级线圈142连接至包括有二极管132和电容134的整流滤波电路，以在端子136和138上产生额定的DC输出电压。
由电路控制对电容118的充电以充至预定的电压，该电路包括辅助线圈144、一个电阻154，与二极管126串行连接在辅助线圈144的一端和电容118的一端之间，和一个第二开关156，连接在辅助线圈144的第二端和电容118的另一端之间。
工作中，当转换器100的开关112闭合时，电流流入变压器初级140中，并将能量存储在其中。当第一开关112在转换器100的逆向周期期间断开时，变压器128线圈上的极性改变，并且整流二极管132变为正向偏置。二极管132向连接在DC输出端136、138的负载提供电源，并且在输出电容134中存储能量。在第一开关112断开的这个逆向周期期间，开关156导通，且电容118被充电至预定电压，该预定电压由在初级线圈140和辅助线圈144之间的匝数比决定。 通常，电容118上的电压选择较低值(大约50V左右)。在正常工作下，当跨在端子115、113之间的整流AC脉冲的瞬时电压高于电容118上所充电的电压时，二极管152反向偏置。电容118在这个期间将持续保持它的电荷。当这个瞬时电压下降至电容118电压以下的整流AC脉冲“谷点”附近时，二极管152正向偏置。因而，电容118向变压器128提供能量，以使得变压器128在这期间继续工作。这样，电容118在此期间提供保持时间。为了减小变压器128中的峰值电流，在电容118上的电荷被转换器100使用的时候，开关156也可以保持断开。
图2A中的电路的缺点在于，在大多数应用中，电容118不能够提供所需的较长的保持时间。而且，由于在整流的AC脉冲的底部附近不能得到电流，也会影响功率因数。如果电容118将提供很长的保持时间，那么由于在电容118上的充电电压非常接近整流脉冲底部存在的电压，则需要巨大的电容。因而，能量利用不足。
图2B示出另一现有技术的可以提供线谐波校正的逆向电源转换器的电路图。电源转换器110包括一个逆向转换器，该逆向转换器直接对整流脉冲进行切换，并提供具有谐波校正的DC输出电压。开关SW1由典型的功率因数校正控制器驱动(未示出)。在工作中，开关SW1的一端上的切换电压由D1进行整流，并通过电阻R1对电容C1充电。当输电线输入AC电压失效时，开关SW2闭合，并且C1上的电压施加在转换器110的输入上。在缺少AC输入期间，C1上的电荷使得转换器继续工作，以提供所需的保持期间。
图2B电路的一个缺点是，忽略了由于变压器TRF1的电感泄漏而出现的任何尖峰，位于SW1和变压器TRF1的初级线圈的连接点的峰值电压是在变压器初级线圈的另一端的输入整流电压的峰值，加上折算(reflected)的次级电压之和。选择适当的变压器TRF1的匝数比可以控制该折算的电压。因此，在保持电容C1上的电荷可由变压器TRFI的匝数比和峰值AC电压来确定。图2B所示的转换器类型被设计为在较宽的输入AC范围上工作，典型地从90V AC(RMS)到265V AC(RMS)。相应的正弦波形峰值电压的范围是125V到375V。因此，虽然可以通过选择适当的匝数比来控制折算的次级电压，但峰值整流电压变化仍然很大。因此，在C1上的电荷大小由输入的AC电压控制。因而，对于变换器110而言，为了提供所需的保持时间，必须基于最低输入电压来选择电容C1的值。
对于转换器110在265V最高线输入电压的情况，在电容C1上的电压可能非常高，典型地高于500V。这样，图2B中的转换器110的缺点是要求电容C1使用非标准的高电压电容或要求使用电容串联组合。虽然这种情况下，电容C1可能提供较长的保持时间，由较大电容提供的保持时间可能比所需要的保持时间长很多。可以跨接在C1上插入一个齐纳稳压二极管箝位以限定电压，但是在高输入AC条件下依然可能导致不良的较高功率损耗。在低线输入电压条件下，典型的125V折算电压可将电容C1充电达到250V。对于转换器110，在250V启动电压下用于提供所需保持(hold-up)的所需电容量值可能没有希望得那么小。
典型的输电线掉电(dropout)测试要求，需要电源在10％的占空比下为一个丢失周期提供保持。换句话说，对于这种测试要求，每九个正常AC周期之后将有一个丢失周期。为了满足这种测试要求，转换器110中的电容C1必须在九个正常AC周期期间充回所需的电压。由于在变压器SW1端的电压是依赖输电线的，固定电阻R1将在不同输入线电压条件下为电容C1提供不同的充电时间。因此，电源转换器110的另一个缺点是，当电阻R1的阻值选为用于在低输电线电压的最差情况下时，这个电阻在高输电线电压条件下将消耗较高的功率。
因此，存在一种需要，以在输入电源丧失的情况下提供所需的保持时间，同时可以较好地利用存储的能量。还需要一种利用较少和较低成本的器件来提供这些功能的电路。
发明概述：
本发明通过提供一种采用较小的、成本低的保持电容以有效地提供所需保持时间的电源转换器，来解决现有技术设备存在的问题。在优选实施例中，本发明提供一种逆向转换器，该转换器直接对具有不同脉宽/频率的输入整流AC脉冲进行切换，以实现谐波校正。一个电容通过独立线圈充电，并连接至转换器，以仅在输入电压失效之后提供所需的保持时间。本发明同样也适合于工作在较宽输入范围并需要保持时间的其他任何类型的AC至DC或者DC至DC转换器。
因此，本发明的电路和相应的方法与现有技术设备相比具有需要更低成本和更少元件的优点。现有的单转换功率因数校正逆向转换器不提供所需的保持时间。现有的单级功率因数校正技术提供一些保持时间，但是体电容中电压的变化普遍依赖于输入线电压。所以，需要较大的体电容，这将增加电源转换器的成本和体积。由于本发明的电源转换器工作在固有的宽范围输入上，因而需要非常小的体电容就可以满足保持要求。
总体来说，本发明提供一种具有第一和第二输入端和两个输出端的DC-DC转换器，其中输入DC电压耦合至所述第一和第二输入端，输出DC电源由所述两个输出端提供，该DC-DC转换器包括一个变压器，该变压器包括初级线圈，次级线圈和辅助级线圈，每个线圈具有第一和第二端子；次级线圈耦合至所述输出端；一个第一开关，与初级线圈串联跨接在第一和第二输入端上；第一开关作为一个控制信号的函数交替地导通和关闭；一个电容，与第一二极管和第二开关串联在第一和第二输入端之间；以及一个由辅助线圈将所述电容充至预定值的充电电路；其中，当输入DC电压处于或者低于预定阈值的时候，第二开关导通，以至于电容可以为所述转换器提供保持时间。
附图简述：
结合附图，通过参照下列详细描述，本发明的前述方面和附属优点将变得更容易理解。
图1示出一种在前端具有AC-DC升压转换器的现有技术的电源转换器，该升压转换器后面跟有DC-DC逆向转换器级；
图2A描述现有技术的提供线谐波校正的逆向电源转换器；
图2B示出另一种现有技术的提供线谐波校正的逆向电源转换器；
图3A示出根据本发明的一种AC-DC电源转换器的优选实施例；
图3B示出图3的AC-DC电源转换器的一个可选实施例；
图4示出图3的AC-DC电源转换器的另一个可选实施例；
图5示出根据本发明的一种DC-DC电源转换器的一个实施例；
图6示出一个快速AC失效检测电路示例的电路图。
发明详述：
本发明包括一个提供保持时间的电源转换电路及相应的方法，这样，电源转换器能够在缺少所需输入线电压的情况下继续工作。一个电容通过独立线圈充电，并仅在输入电压失效的之后，控制该电容以提供能量至转换器。本发明工作在较宽输入电压范围内，并采用比已有转换器更小，成本更少的保持电容来提供所需的保持时间。
本发明克服了已有电路和方法的缺点。参照图3A至5解释本发明。图3A示出根据本发明的电源转换器200的优选实施例。对于AC-DC电源转换器200，输入AC由整流器120整流，优选地该整流器为一种桥式整流器，以在正极端215和负极端213之间产生非平滑DC。根据本发明的DC-DC转换器耦合在端子215、213和DC输出端264、266之间。
AC-DC电源转换器200中的DC-DC转换器包括一个变压器228，该变压器具有初级线圈240、辅助线圈244以及次级线圈242，每个线圈具有第一和第二端子。第一开关212串联连接在初级线圈240的第二端子和辅助线圈244的第二端子之间。辅助线圈244的第二端子连接在端子213和体电容268的第一端子的连接点上。第二开关262与第二二极管252串联连接在端子215和电容268的第二端子之间。电容268被充电至预定电压，该预定电压由次级线圈242和辅助线圈244之间的匝数比决定。辅助线圈244为电容268的再充电提供能量。由电路控制电容268充至预定电压，该电路包括辅助线圈244、一个与电阻254和第三转换开关256串联连接在辅助线圈244的第一端子和电容268的第二端子之间的二极管226。在线输入AC电压失效时，存储在体电容268的能量将保持DC至DC转换器265继续处于工作状态一段时间，即保持(hold-up)时间。
一个整流和滤波电路202耦合在次级线圈242和DC输出端264、266之间。在图3A所示优选实施例中，整流和滤波电路202包括一个跨接在DC输出端264、266的电容234，以及一个连接在次级线圈242的第一端和第一输出端264之间的第三二极管232。优选地，第三二极管232的阳极连接至次级线圈242的第一端而阴极连接至第一DC输出端264。
可以是非平滑DC的DC输入电压，直接由第一开关212通过变压器228的初级线圈240进行切换。根据本发明DC-DC电源转换器265优选地是一个逆向转换器，该逆向转换器可以以连续电流模式也可以以非连续电流模式工作。转换器265可由一个固定频率信号或变频信号来驱动。第一开关212具有输入控制信号，并优选为MOSFET。为了驱动第一开关212，耦合至该控制信号输入端的信号可以是变频类型或者固定频率类型，以使得输入电流也是具有最小谐波失真的正弦波。任何适合的已知集成控制电路都可以用于提供这个驱动信号。例如，耦合至第一开关212的驱动信号可以被控制，以提供具有最小谐波失真的正弦输入电流波形的功率因数校正。标准功率因数校正集成电路可以用于这一目的(如，L4981，US3856，和L6561)。由于第一开关212的驱动脉冲能够近似达到95％的占空比，转换器265能够提供宽范围的线稳压。
正常工作期间，辅助线圈244通过第一二极管226、电阻254和第二开关256的串联组合将体电容268充电达到预定值。优选地，辅助线圈244是一个逆向线圈，这样在体电容268上可得到预知的稳压电压。在工作中，当转换器200的开关212闭合时，电流流入变压器初级240并将能量存储在其中。对于逆向转换器实施例来说，当第一开关212在转换器200的逆向周期期间断开的时候，变压器228线圈的极性改变，整流二极管232变为正向偏置。二极管232向连接在DC输出端264、266上的负载提供电源并在输出电容234中存储能量。
现在，描述输入AC电压失效期间的工作。采用适合的快速检测电路可检测出输入AC下降至预定电平一下，该快速检测电路对于本领域普通技术人员来说是公知。图6示出一个快速AC失效检测电路示例的电路图。如图6可见，桥式整流器用来将施加在AC输入端的正弦AC电压转换为标识为“DC脉冲”信号的脉动DC输出。该DC脉冲信号由串联电阻R7和R2形成的电压分压器进行分压，以产生一个施加在比较器CO1反相输入端的瞬时电压采样。内部的辅助转换器(未示出)为图6所示的转换器产生一个偏置偏压VCC。VCC被由串联电阻R3和R4形成的分压器分压，以产生施加于比较器CO1的同相输入端的参考电压。这个参考电压被设置为一个预定值，以使得只要瞬时AC输入电压近似为15V，则比较器CO1的反相输入就等于该参考电压。因此，比较器CO1被连接成在瞬时AC输入电压超过15V的条件下输出为低。
比较器CO1的输出施加在一个比较器CO2的同相输入端。由串联电阻R6和R8形成的分压器对VCC进行分压，以产生施加于比较器CO2的反相输入端的参考电压。电阻R5串联连接在VCC和比较器CO1的输出端之间，电容C2与电阻R5串联连接，其中这两个元件之间的交叉点是比较器CO1的输出端。工作中，如果AC输入电压在一毫秒内未达到15V的电平，电容C2充电达到比较器CO2的阈值，导致比较器CO2的输出(标识为“AC失效”信号)为高以指示AC失效。电阻R9和二极管D4为两个比较器提供必要的滞后。这样，图6所示的快速检测电路示例提供了用于高速检测AC失效的电路。本发明不局限于使用图6所示的快速检测电路示例，任何适合的快速检测电路都可以使用。
返回参照图3A，适合的快速检测电路提供控制信号，以在断开第二开关256的同时闭合第三开关262。因此，跨在体电容268上的电压施加在变压器228的输入端。逆向转换器持续切换这个由体电容268提供的输入电压源，直到该电压源跌落到一个很低的电平。由于转换器具有很宽的可工作占空比范围，因而这种工作是可能的。例如，将跨在体电容268上的正常电压选择为典型的350V电压电平，因此，使用低成本的400V电解电容成为可能。对于这个示例，电源转换器200持续工作直到体电容268提供的电压下降至大约50V电平或者更低的电平。因此，对于图3A所示的根据本发明的AC-DC电源转换器的实施例，由于良好地利用了存储能量，小的体电容268也可提供长的保持时间。
电阻254的阻值可被选择为使得该电阻不会在充电时从变压器228中得到大量的能量，同时，该电阻阻值设计为在小于9个AC线电压周期中充分地对体电容268进行充电。为了使得电源转换器能够满足在占空比为10％的测试条件下对一个丢失周期正常工作的测试，必须对用来为电容268充电的电阻254提出要求。
如图3A所示根据本发明，开关256在丢失周期的工作中断开，以使得转换器从体电容268得到的能量没有再一次用于对电容268充电。在图3B所示AC-DC电源转换器的可选实施例中，省去了第二开关256以导致电路简化，虽然这也可能导致需要体电容268的值稍微高一些(典型地为10％)。第二开关256和第三开关262优选为MOSFET。用于这两个开关的高侧驱动可以利用光耦合器(未示出)产生。
对于图3A至4所示的本发明的实施例，体电容268不需要处理在正常工作期间的纹波电流的压力。因此，可以为体电容268选择低成本电容。然而，由于慢控制环设计为忽略掉两倍线频率纹波，输出DC电压将表现为低频率纹波。本发明适于许多应用，例如能够容忍该低频率纹波的电池充电器。可选的，如果需要，适合的后置稳压器能够与本发明电路一起使用，以提供较佳的瞬时响应和低频率抑制。
图4示出图3的AC-DC电源转换器的另一个可选实施例，其中第三开关262在电路中位于可选位置。在该实施例中，电源转换器400具有串联连接在端子213和电容268与辅助线圈244的第二端子的交叉点之间的第三开关262。
本发明也能够被用于DC-DC电源转换器。不同的DC至DC转换器被设计用于工作在宽范围的输入电压上。例如，用于通信应用中的DC至DC转换器典型地设计为工作在72V至36V DC的DC输入范围上。当特殊应用要求具有保持时间，以使得转换器，甚至在输入电压下降到36V电平以下时仍继续工作，对于公知的转换器而言，使用合理大小的输入保持电容来满足这一要求是非常困难的。由于在该电容上的电压将开始跌落，使用合理大小电容将要求转换器工作在比正常情况更宽的工作范围上。因此，对于合理大小电容而言，已知的转换器将被要求工作在如20V DC一样低的输入电压上。如果强迫工作在这样宽范围的输入电压上，已知的转换器将表现出许多不良的侧面影响，例如高峰值电流，从而导致性能较低。
图5示出根据本发明的DC-DC电源转换器的一个实施例。电源转换器500具有施加在正极端515和负极端513之间的DC输入电源，并在端子564、566上产生稳压的DC输出。电源转换器500包括具有初级线圈540、次级线圈542和辅助线圈544的变压器528，每个线圈有第一和第二端子。一个用于控制初级线圈540的电源驱动电路512(未详细示出)并行连接在初级线圈540和DC输入端子515、513之间。DC-DC转换器的电源驱动电路512对于本领域普通的技术人员而言是公知的。电源驱动电路512优选地包括一个在栅极上有控制输入的开关和为该控制信号输入提供驱动的电路。
第一电容518并联跨接在第一节点581和负极输入端513之间的电源驱动电路512上以提供输入滤波。第一二极管598串联连接在正极DC输入端515和第一节点581之间。电源转换器500还包括一个第一开关562，与第二极管552和第二(体)电容568串联连接的第一节点581和负极输入端513之间。体电容568和第二二极管552在节点583上耦合。第二开关556与电阻554串联连接在第三节点585和第二节点583之间。第一和第二开关优选为MOSFET，每个MOSFET具有控制信号输入到其栅极。一个整流器526并联在辅助线圈544和第三节点585与负极输入端513之间。已知整流和滤波电路522(细节未示出)耦合在次级线圈542和DC输出端564、566之间，以提供对来自变压器528的DC电压的平滑和滤波。
体电容568由包括初级线圈544、整流器526、和电阻554，以及第二开关556的电路进行充电达到预定值。例如，为了使得电源转换器500工作，体电容568能够充电达到72V DC。检测电路/控制器(未示出)检测输入电压下降到预定阈值以下的条件，该阈值由转换器的输入允许范围所确定。例如，对于电源转换器500，阈值电平可能被设置为36V DC。为了响应在输入端515、513的DC输入电源丢失的检测，电路设置第一开关562导通，同时第二开关566断开。因此，在线输入AC电压的失效时，存储在体电容568中的能量将在输入电源中断之后保持DC至DC转换器继续处于在工作状态一段时间，即保持时间。在这个保持时间期间，电源转换器500持续工作直到体电容568上的电压下降至36V DC电平。因而，本发明具有为DC至DC转换器提供保持时间的特点，而没有使转换器过度承受压力。
因此，本发明在采用与已知转换器相比较少元件和较低成本元件的同时，具有提供所需保持时间的优点。本发明工作在固有的宽范围输入上，并需要单个、比较小的体电容以满足保持的要求。
出于说明和描述的目的，已经提供了本发明前面详细的描述。虽然在这里已经参照附图详细描述了本发明实施例，但应该理解本发明不局限于所公开的确切实施例，并且根据以上讲述本发明的各种变化和修改是可能的。