AC-DC转换器和使用该转换器的电源系统 【技术领域】
本发明涉及电源系统，更具体而言，涉及具有自激励型回描转换器的电源。
背景技术
(开关电源装置的基本动作)
使用商用电源的电源系统通常为了取得直流输出而具有AC-DC转换器，但是作为这样的AC-DC转换器，以往广泛使用自激励型回描转换器(或称作冲击线圈转换器(RCC))。图5是表示以往的自激励型回描转换器的电路基本结构的图。绝缘变压器1由输入侧的初级线圈Np、输出侧的次级线圈Ns、初级线圈侧的辅助线圈Nb构成。辅助线圈Nb是控制开关元件MOS-FET2的栅压的晶体管3的驱动用线圈。输入电压E是由桥接二极管对AC输入电压整流后、经氧化铝电解电容器平滑地直流电压，是氧化铝电解电容器两端的电压。这里，未图示桥接二极管、氧化铝电解电容器。
输入电压E被施加在初级线圈Np的一端和MOS-FET2的漏极端之间，输入电压的(+)侧是初级线圈Np的绕线始端，而输入电压的(-)侧连接在MOS-FET2的源极端子上。此外，辅助线圈Nb被配置为与初级线圈Np同极性，次级线圈Ns被配置为不同极性。在MOS-FET2的栅极端子上连接有起动电阻4、5。此外，在MOS-FET2的栅极端子和辅助线圈Nb的绕线始端之间连接有电容器6和栅电阻7、8。在栅电阻7、8的两端连接有阴极向着辅助线圈Nb一侧的二极管9，调整MOS-FET2导通、断开的速度。
在晶体管3的基极和输入电压的(-)侧之间连接有电容器10。电阻11连接在辅助线圈Nb和晶体管3的基极之间，与电容器10一起构成时间常数电路。
在光电耦合器12的集电极和MOS-FET2的栅极之间连接电阻13，限制流向光电耦合器12的电流时，光电耦合器12的发射极连接在晶体管3的基极上。在绝缘变压器1的次级线圈Ns的绕线结束端连接着整流用二极管14的阳极一侧。电解电容器15连接在二极管的阳极一侧和次级线圈Ns的绕线始端之间，进行平滑化。
输出电压Vo由电阻16、17分压，分压的电压施加到OP放大器18的反向输入端子。由齐纳二极管19和电阻20生成的基准电压输入到OP放大器18的非反向输入端子，OP放大器18把施加在反向输入端子上的电压与输入的基准电压相比较，通过调整输出端子的电压，控制通过电阻21流入光电耦合器12的二极管中的电流。连接在OP放大器18的反向输入端子和输出端子之间的电阻22和电容器23用于调整闭环的增益和相位。
首先，如果施加输入电压E，则MOS-FET2通过起动电阻4、5，在栅极端子被施加偏压，而变为导通状态。如果MOS-FET2变为导通状态，则输入电压E被施加到初级线圈Np上，在辅助线圈Nb中感应以绕线始端一侧为(+)的电压。这时，在次级线圈Ns中也感应电压，但是，因为是整流二极管14的阳极一侧为(-)的电压，所以电压不传递到次级线圈侧。因此，流过初级线圈Np的电流只是绝缘变压器1的励磁电流，在绝缘变压器1中存储与励磁电流的平方成比例的能量，该励磁电流与时间成比例也增大。通过在辅助线圈Nb中感应的电压，经电容器6、电阻7、8对MOS-FET2的栅极充电，并使导通状态继续。
从辅助线圈Nb向与电阻11一起构成时间常数电路的电容器10充电。电容器10两端的电压如果变为比晶体管3的Vbe高，则晶体管3变为导通状态，通过降低MOS-FET2的栅压，MOS-FET2变为非导通状态。这时，在绝缘变压器的各线圈中产生与起动时反向的电压，因为在次级线圈中产生以整流二极管14的阳极一侧为(+)的电压，所以存储在绝缘变压器1中的能量被整流、平滑后，传递给次级线圈侧。如果存储在绝缘变压器1中的能量被全部传递给次级线圈侧，则MOS-FET2再次变为导通状态。
这是因为在辅助线圈Nb中产生与MOS-FET2漏源极间的电压成比例的电压，而MOS-FET2变为非导通状态后，栅极端子偏置为(-)，在次级线圈侧能量的传递结束时，(-)的偏压渐渐下降，所以，MOS-FET2的栅极端子再次从耦合的电容器6向(+)方向偏置。
来自光电耦合器12的电流在输出电压Vo高时，流过很多电流，由此，电流被提供给电容器10，且充电时间变短。这表示MOS-FET的导电时间缩短，据此，由于存储在绝缘变压器1中的能量减少，输出电压Vo下降，进行定电压动作。在输出电压较低时进行相反的动作。
图6是表示采用自激励型回描转换器方式的电路各部的电流或电压的波形图。VG为MOS-FET2的栅压，VDS为MOS-FET2的漏源电压，ID为漏电流，VNs为次级线圈Ns中产生的电压，IS为流入次级线圈侧的整流二极管14的电流，VNb为在辅助线圈Nb中产生的电压。
首先就MOS-FET2的导通期间加以说明。通过起动电阻4、5在栅极上施加偏压，由于VG的电位上升，MOS-FET2变为导通状态。据此，ID随时间以正的斜率直线增加，在绝缘变压器1中存储能量。这时，VDS因为MOS-FET2为导通状态，所以电位几乎为0。另一方面，尽管在次级线圈侧的整流二极管14中施加VNs，但由于是反向偏置，所以IS为0。VNb表示这时的辅助线圈Nb的电压。
电容器10被充电，晶体管3变为导通状态，MOS-FET2的栅压VG变为0，所以MOS-FET2变为非导通状态。因此，ID变为0，VDS为把相对于输入电压E的、次级线圈侧输出电压的绕线比倍的电压和浪涌电压重叠的电压。这时，次级线圈侧的整流二极管14变为导通状态，存储在绝缘变压器1中的能量被传递给次级线圈侧，IS以负的斜率直线减小，这时在辅助线圈中产生负电压。
DC-DC转换器电路的动作
在电源系统中，通常使从开关电源输出的电压为所需的电压水平，所以使用DC-DC转换器。在以往的电源系统中，作为这样的DC-DC转换器，广泛使用降压型DC-DC转换器。
图7是表示降压型DC-DC转换器的基本电路的图。降压型DC-DC转换器配置在开关电源装置的后级，根据开关电源装置的直流输出电压(Vo)生成任意的直流输出电压(VI)。降压型DC-DC转换器主要由输入电容器28、P沟道MOS-FET29、电感器30、二极管31、整流电容器32构成。P沟道MOS-FET29的源极连接在Vo一侧，漏极连接在电感器30的一端。在电感器30的另一端和GND之间连接着整流电容器32。此外，在电感器30的MOS-FET29一侧连接二极管31的阴极，二极管31的阳极连接在GND上。比较器33的输出端子通过电阻34连接在MOS-FET29的栅极上，把输出电压(V1)作为检测电压通过电阻35施加在非反向输入端子上，输入电压(Vo)由电阻36、37分压后，施加在反向输入端子上。当输入到非反向输入端子上的输出电压也比施加在反向输入端子上的基准电压低时，比较器33的输出变为低电平，P沟道MOS-FET29导通后，通过电感器30，电容器32被充电。若电容器32被充电且非反向输入端子电压比反向输入端子电压高，则通过比较器33的输出变为高电平，且P沟道MOS-FET29变为不导通后，二极管31导通，电感器30的再生结束。通过重复以上的动作，把任意的直流输出电压提供给例如微控制器等装置。
(过电压防止电路的动作)
下面，参照图5，说明在发生环路开路、元件破坏时，用于防止过电压发生的现有开关电源装置中的过电压防止电路的动作。在输出端子上通过电阻24连接有齐纳二极管25的阴极，在齐纳二极管25的阳极端子上连接有用于传送信号的光电耦合器26的发光侧的阳极端子，以及在GND端子上连接有发光侧的阴极端子。
在MOS-FET2的栅极端子上连接锁存动作用的半导体闸流管27的阳极端子，在MOS-FET2的源极端子上连接有半导体闸流管(thyristor)27的阴极端子。光电耦合器26的受光侧晶体管的集电极连接在MOS-FET2的栅极端子上，受光侧晶体管的发射极连接在半导体闸流管27的栅极端子上。
例如，在由于OP放大器18的输入端子间短路或光电耦合器12的元件开路，而没有反馈信号时，无法进行正常的闭环控制，所以引起输出电压上升，结果，导致输出侧的电路故障，引起氧化铝电解电容器的易爆阀的动作。
以往，为了抑制这样的输出电压异常上升，通过由齐纳二极管25、光电耦合器26和半导体闸流管27等构成的电路进行保护动作。下面，说明其动作。
由于所述闭环控制的异常，如果输出电压上升到齐纳二极管25的工作电压以上，则通过电阻24，电流流向光电耦合器26的发光一侧。该电流被传递给光电耦合器25的受光一侧，触发电流被提供给半导体闸流管27的栅极端子。据此，电流流向从半导体闸流管27的阳极端子向阴极的方向，MOS-FET2的栅压下降。由于栅压下降，MOS-FET2的振荡停止，输出电压下降。
保持电流从起动电阻4一侧提供给半导体闸流管27，所以MOS-FET2持续停止振荡，直至AC输入变为断开且保持电流消失。结果，输出电压(Vo)下降，从而后级的DC-DC转换器也停止动作，DC-DC转换器的直流输出电压(V1)也下降。
可是，在以往的电路结构中，为了防止过电压，而使用被称作半导体闸流管的元件，但是存在由于半导体闸流管价格较高，而使元件成本上升的问题。
此外，存在由于通过注入噪声等来防止半导体闸流管的误动作，所以无法避免追加滤波电路的问题。
本发明是鉴于这样的问题提出的，其目的在于：通过不使用半导体闸流管构成过电压防止电路，提供廉价的电源系统和避免追加滤波电路。
【发明内容】
为了实现这样的目的，本发明的AC-DC转换器的特征在于包括：控制把来自商用电源的交流电流整流平滑的直流电压向变压器初级线圈侧导通的开关元件；对变压器次级线圈侧输出进行整流的整流电路；控制开关元件、以使恒定输出电压从输出端子输出的第一控制电路；控制开关元件、以使输出端子的电压变为高于恒定输出电压的给定电压的第二控制电路。
此外，本发明的电源系统的特征在于包括：AC-DC转换器，控制使恒定输出电压输出到输出端子，在不能从输出端子输出恒定输出电压的情况下，控制输出高于恒定输出电压的给定电压输出；DC-DC转换器，包括将AC-DC转换器的输出变换为给定电压的转换器、和在从AC-DC转换器输出给定电压的情况下使变换动作停止的保护电路。
该电源系统的特征在于还具有：监视DC-DC转换器的输出电压，且在DC-DC转换器停止变换动作时提供复位信号的复位电路。
从以下配合附图进行的对实施例的描述中，本发明的以上和其他目的、效果、特征和优势变得更明显。
【附图说明】
图1是表示本发明实施例的AC-DC转换器的基本电路的图。
图2是表示本发明实施例的DC-DC转换器的基本电路的图。
图3是表示根据DC-DC转换器的直流输出电压而工作的微控制器和复位IC的概略图。
图4是表示从AC-DC转换器的异常状态引起输出电压上升到微控制器复位的一系列动作的图。
图5是表示现有的自激励型回描转换器电路的基本结构的图。
图6是表示基于RCC方式的电路的各部分的电流或电压的波形图。
图7是表示DC-DC转换器的基本电路的图。
【具体实施方式】
下面，参照附图说明本发明实施例。
图1是表示本发明实施例的AC-DC转换器的基本电路的图，图2是表示本发明实施例的DC-DC转换器的基本电路的图。关于与现有技术(图5和图7)功能相同之处，省略其符号和动作的说明。
在图1中，与现有技术的不同点在于：代替半导体闸流管27，附加了当输出端子的电压超过恒定电压时，控制开关元件，使输出端子电压变为给定电压的子回路控制电路。子回路控制电路被构成为通过电阻38分别把光电耦合器26受光侧晶体管的集电极端子连接在MOS-FET2的栅极端子上，把光电耦合器26受光侧晶体管的发射极端子连接在晶体管3的基极端子上，以及在光电耦合器26的发光侧连接OP放大器39、电阻40～43、齐纳二极管44。此外，如图2所示，本发明的DC-DC转换器在以往的DC-DC转换器中还设置有过电压保护功能，及为了增强对过电压的耐久力，在转换器的输入和比较器33的非反向输入端子之间附加了使阳极连接在非反向输入端子上的齐纳二极管45。下面，说明其动作。
(子回路控制)
图1所示的开关电源的子回路控制电路把由电阻41、42分压的检测电压连接在OP放大器39的反向输入端子上，由齐纳二极管44和电阻43生成的基准电压被输入到OP放大器39的非反向输入端子中。这里，如果使控制开关元件而输入的直流电压变换为恒定输出电压后输出到输出端子的主回路控制时的输出电压Vo的电压值为Vacdc1，使子回路控制时的输出电压Vo的电压值为Vacdc2，则变为Vacdc2＞Vacdc1，如果直流输出电压Vo超过Vacdc1，则子回路控制电路控制AC-DC转换器。
当控制转移到子回路控制电路后，OP放大器39把反向输入端子的输入电压与基准电压比较，通过调整输出端子的电压，控制通过电阻40流向光电耦合器26的二极管的电流。通过使流向光电耦合器26受光部的电流变化而进行定电压控制的方法与在现有技术中说明的光电耦合器12同样。综上所述，在直流输出电压超过Vacdc1、达到Vacdc2之前，通过子回路控制，来维持AC-DC转换器的动作。
(过电压保护功能)
下面，说明图2所示的DC-DC转换器的输入电压上升时的动作。通过连接在MOS-FET29的源极端子和比较器33的非反向输入端子之间的齐纳二极管45，如果DC-DC转换器的输入电压上升，超过非反向输入端子电压加上齐纳二极管45的工作电压(Vz)后的电压、即DC-DC转换器的保护电压，则齐纳二极管45导通，比较器33的非反向输入端子电压比反向输入端子电压高。结果，MOS-FET29停止振荡，直流输出电压下降。该输出的下降在齐纳二极管45导通期间继续。
为了通过以上的动作使输出下降，有必要使齐纳二极管45的齐纳电压(Vz)与DC-DC转换器的输出电压(V1)之和低于子回路控制时的输出电压(Vacdc2)。此外，为了使主回路控制时的DC-DC转换器的输出不下降，以下的关系是必要的。
Vacdc1＜Vz+V1＜Vacdc2
因此，通过组合以上的子回路控制和过电压保护功能，能可靠地使DC-DC转换器的输出下降；不使用半导体闸流管，也能确保开关电源的功能与现有技术相同。
图3是表示作为根据图2的DC-DC转换器的直流输出电压而工作的装置的复位1C53的概略图，该复位1C中设置了微控制器54和监视直流输出电压的复位电路。复位IC53由OP放大器46、MOS-FET47、基准电压发生电路48、延迟电路49等构成。在OP放大器46的反向输入端子输入由电阻50、51对检测电压分压后的电压，通过与输入到非反向输入端子的、来自基准电压发生电路48的输出相比较，OP放大器46使输出变化。
在OP放大器46的输出被附加到延迟电路49，以使MOS-FET47的输出不随检测电压的变化而立刻变化。复位IC53的输出变为开路漏极，把MOS-FET47的漏极作为输出端子。在复位IC53的输出和微控制器54的/Reset输入之间连接负载电阻52。由于例如，在电源起动时，反向输入端子电压比非反向输入端子电压低，所以OP放大器46的输出变为高电平。因此，MOS-FET47变为导通状态，从而复位IC的输出变为低，保持微控制器的复位状态。
如果由于电源电压的上升，反向输入端子电压变得比非反向输入端子电压高，则OP放大器46变为低输出，MOS-FET47变为不导通，故复位IC53的输出变为高电平，微控制器54的复位状态被解除。通过进行以上的动作，复位IC53可不依存于电源电压的上升特性地、可靠地进行微控制器54的复位动作的保持、解除。
图4是表示从AC-DC转换器的异常状态(环路开路)引起的从输出电压上升到微控制器54复位的一系列动作的图。
首先，如果由于环路开路等，使作为由第一控制电路进行的控制的主回路控制变得不工作，则子回路控制开始工作，开关电源的输出电压(Vo)从Vacdc1起上升。当开关电源的输出电压(Vo)达到Vz+V1时，DC-DC转换器停止动作，输出电压(V1)开始下降。当输出(V1)下降到复位电压时，复位IC53工作，复位IC54的/Reset信号变为低。根据微控制器54变为复位状态，通过本电源系统工作的装置变为不能工作，向用户传达无法工作的消息。
此外，即使是环路开路等电压异常的状态，也以Vacdc2为基准地控制开关电源的输出，所以通过选择Vacdc2为元件的耐压以下，能避免破坏等状态。
如上所述，根据本发明，AC-DC转换器具有控制开关元件、使输出端子的电压变为给定电压的控制电路，由于给定电压高于恒定电流输出，所以能够不使用半导体闸流管地构成过电压防止电路，从而能提供廉价的电源系统，并使避免追加滤波电路等成为可能。
本发明对最佳实施例进行了详细描述，但显然那些熟知本技术的人将容易取得附加的利益和修改。因此，本发明在其更广阔的意义上并不局限于这里表示和描述的特定细节和代表性的实施例。因此，在不脱离附加的权利要求书和他们的等同物中定义的概括发明概念的精神或范围的前提下，能进行各种修改。