阵列天线通信装置 【技术领域】
本发明涉及用多个天线控制发射接收天线方向图(antenna pattern)的阵列天线通信装置。
背景技术
我们已经知道这样一种阵列天线通信装置，具有自适应阵列天线，该自适应阵列天线通过适当地叠加合成在空间上分离配置的多个单元天线接收到的各信号，形成在所需波的到来的方向上有波束，并且在干扰波到来的方向上有空值(null)的接收天线方向图，有选择地接收所需的信号。并且，在用这样的通信装置进行发送时，最好形成在所需电台的方向上有波束，并且在干扰电台的方向上有空值的发送天线方向图。由此，通过在所需电台的方向上形成波束，能够有选择地将发送功率对准所需电台的方向上，并且通过使空值转向干扰电台的方向使干扰电台不受本通信装置的干扰，使本通信装置与所需电台群独立地进行通信，不会轻易影响干扰电台。
这里参照图1就具备以往的自适应阵列天线的通信装置50进行说明。另外，作为一个示例，就使用发射和接收频率相同，用时间分割进行发射和接收通信，并且将4个天线52在空间上分离配置的自适应阵列天线时的情况进行说明。
首先就接收信号时地处理情况进行说明。天线52接收到的信号经过切换发送/接收工作状态的发射接收切换器54(图1表示接收时的连接状态)在低噪音放大器(LNA)56放大后，输入到混频器58中，在这里通过与本机发射机60发出的本机频率复合变换成中间频率(IF)。然后，信号被IF滤波器62变成频率在接收频率附近的信号后，在IF放大器64中被放大，输入混频器66中，在这里与本机发射机68发出的本机频率混合变换成基带信号。接着，信号被低通滤波器70鉴别成必要的带宽，在模数转换器(A/D)72中变换成数字信号。4副天线52中接收到的信号分别这样地变换成基带信号。这些信号输入到接收侧处理单元74中，在这里进行根据振幅和相位赋予特征的加权(系数：W1～W4)后，进行叠加，作为接收信号进行处理。虽然在天线接收到的信号中不仅有所需电台的信号，而且还有干扰电台的信号，但通过在自适应阵列处理单元76中根据参照信号和接收信号适当地决定加权系数(接收加权值)，能够除去接收信号中的干扰电台信号，只接收所需电台的信号。有关该处理的详细论述参见菊间信良著，科学技术出版股份有限公司1998年11月出版的《用阵列天线进行信号的适应处理》(初版)。
下面就发送时的处理进行说明。发送侧处理单元78将输入的发射信号分成4份，分别进行加权。这里，有时使用接收时的加权值作为发送时的加权值。这是基于利用发射信号与接收信号的相反性，形成具有与接收天线方向图相同的波束和空值的发射天线方向图这样的考虑。而且，分割后加权过的各信号经过数模转换器(D/A)80、低通滤波器82输入到混频器84中，在这里用本机频率混频变换成IF频率。接着，信号被IF滤波器86滤波、被IF放大器88放大后输入到混频器90中，在这里用本机频率混频后变换成RF频率。然后，信号经过发射功率放大器(PA)92和发射接收切换器54从天线52发射。
上述以往的技术使发送时的加权形式与接收时的加权形式相同。这虽然是基于信号在天线52以后的空间中的相反性考虑的，但由于发射信号所通过的发射单元(TX)与接收信号所通过的接收单元(RX)不同，因此在无线单元中相反性不成立。因此，即使像上述以往的技术那样使用与发送侧处理单元78和接收侧处理单元74所使用的加权值相同的加权值，也不能获得与接收时相同的发射指向性。即，由于通过TX侧的发射信号的相位偏转量和振幅变化量与通过RX侧的接收信号的相位偏转量和振幅变化量不同，因此即使在接收和发送信号时进行相同的加权，发射信号通过TX到达天线时信号的振幅和相位与接收到的接收信号的振幅和相位也不同。即，在接收和发射时进行相同的加权，发射天线方向图与接收天线方向图不同，接收信号的波束方向和空值方向与发射时的波束方向和空值方向不同。
因此，具备这种自适应阵列天线的通信装置必需分别在4个系统中进行适当的调整，使发射单元(TX)中的发射信号的相位偏转量与接收单元(RX)中的接收信号的相位偏转量相同，并使发射单元(TX)中的发射信号的振幅变化量与接收单元(RX)中的接收信号的振幅变换量在天线之间为共同的预定的倍数。
在这样的情况下，一般是对4个系统的所有的接收单元(RX)进行调整(接收侧校正)，使振幅变化量和相位偏转量为一定的值，同时对4个系统的所有的发射单元(TX)进行调整(发射侧校正)，使振幅变换量和相位偏转量为一定值。这样的调整在接收侧处理单元74中通过各系统(各接收单元)中设置的振幅相位校正单元94、在发送侧处理单元78中通过在各系统(各发射单元)中设置的振幅相位校正单元96进行。具体地，该校正为如日本专利特许第3332911号公报和特表2003-501971号公报所公开的那样，在各系统中切换到接收侧或发射侧，依次测定接收信号通过接收单元(RX)时的振幅和相位以及发射信号通过发射单元(TX)时的振幅和相位。
但是，日本专利特许第3332911号公报或特表2003-501971号公报所公开的方法中，由于要分别对多个系统依次切换到发送和接收状态，依次测定通过时的振幅和相位，因此存在校正完了时需要花费时间的问题。而且，存在着在实施校正时产生新的振幅变化和相位偏转，难以进行精度良好的校正的问题。而且，在实施校正时将发射单元和接收单元保持在特性没有变化的状态一般来说是极其困难的，作为其对策，日本专利特开2001-53663号公报公开了在使用时一直同时进行校正的方法，但这样的方法往往不得不持续实施非常麻烦的校正。
而且，由于从所需电台、干扰电台来的信号的电平因距所需电台、干扰电台的距离等变化很大，因此一般在接收单元设置有自动增益调整机构(AGC)，但设置这样的自动增益调整机构有时会因接收信号电平的变化而在接收单元之间产生振幅变化量和相位偏转量的差，实际上往往不能有效地利用进行了折角的校正修正值。
而且，在接收侧的振幅/相位修正单元中，在产生某些异常、不能进行正常的修正的情况下，由此产生的误差叠加到接收侧处理单元的加权值中。而且，由于将加入了该误差的加权值用在了发送侧，因此存在发射天线方向图与接收天线方向图大不相同这样的问题。
而且，在用双向矢量调制器调整从接收单元来的接收信号与从单元天线监视接收单元来的单元监视信号的相位差时，在接收信号与监视信号的振幅和相位差很大的情况下，存在为了获得最合适的天线方向图而收敛的时间长的问题。
实际上，在将这样的自适应阵列天线用到无线基地电台等情况下，用于获得上述所需的加权值的收敛时间为表示天线性能的重要指标，虽然使接收单元或监视接收单元的电路特性稳定能够减小振幅或相位差，但存在显著地使各部分的电路结构变得复杂且使价格变高的问题。
而且，如果对于多个通信对象分别使用不同的通信频率，虽然能够互相没有干扰地进行与多个通信对象的通信，但由于此时使各发射单元(TX)和接收单元(RX)具有鉴别频率的功能，因此为了在比较窄的带宽中用多个频率同时进行发射和接收信号，存在有多少个同时进行通信的频率就必须在接收侧处理单元、发射侧处理单元、自适应阵列处理单元、接收单元(RX)以及发射单元(TX)中同时准备多少个通信频率的问题。
【发明内容】
本发明就是鉴于上述以往的问题，目的是提供使接收单元或监视接收单元的结构比较简单而且价格便宜、并且能够在短时间内收敛到最合适的加权值的改进型阵列天线通信装置。
技术方案
本发明的使用包含多个单元天线的自适应阵列天线的阵列天线通信装置，其特征在于，包括：设置在上述每个单元天线中、至少包含发射功率放大器的RF发送系统电路，
与上述RF发送系统电路并列设置在上述每个单元天线中、至少包含低噪音放大器的RF接收系统电路，
在单元天线的另一侧同时与上述RF发送系统电路和RF接收系统电路连接的双向矢量调制器，
与多个双向矢量调制器连接的分配/合成单元，
与上述分配/合成单元连接的发射接收单元(TRX)，控制上述双向矢量调制器，使多个单元天线具有自适应阵列天线的功能的自适应处理单元；
信号通过与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路时的振幅变化量之差和相位偏转量之差在各单元天线之间大致相等。
上述发明的阵列天线通信装置最好是信号通过与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路时的延迟时间大致相等。
上述发明的阵列天线通信装置最好是在与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路的至少某一个电路中设置用于调整上述振幅变化量、相位偏转量和延迟时间中的至少一项的调整单元。
上述发明的阵列天线通信装置最好是用同一频率对同一通信对象进行发射和接收的时间分割双向通信装置。
上述发明的阵列天线通信装置最好是在上述每个RF接收系统电路与上述自适应处理单元之间还具备接收单元(RX)。
上述发明的阵列天线通信装置最好是上述自适应处理单元根据从上述接收单元(RX)输入的信号和从上述发射接收单元(TRX)输入的信号控制上述双向矢量调制器。
上述发明的阵列天线通信装置最好具有在使上述双向矢量调制器的相位移量为0时，使从上述接收单元(RX)输入的信号与从上述发射接收单元(TRX)输入的信号之间的相位差在±90°以下这样的单元。
或者，本发明是一种使用包含多个单元天线的自适应阵列天线的阵列天线通信装置，其特征在于，包括：设置在上述每个单元天线中、至少包含发射功率放大器的RF发送系统电路，
与上述RF发送系统电路并列设置在上述每个单元天线中、至少包含低噪音放大器的RF接收系统电路，
在单元天线的另一侧同时与上述RF发送系统电路和RF接收系统电路连接的双向矢量调制器，
与多个双向矢量调制器连接的分配/合成单元，
与分配合成单元连接的接收单元(RX)，
控制双向矢量调制器，使多个单元天线具有自适应阵列天线的功能的自适应处理单元，
将参照信号注入各RF接收系统电路中的参照信号注入电路，
在各个RF接收系统电路与自适应阵列处理单元之间设置的监视(モニタ)接收单元(监视RX)，
将接收单元(RX)的输出与各监视接收单元(监视RX)的输出进行比较、将各个单元天线的校正值提供给自适应阵列控制单元的校正电路。
并且，本发明的特征在于，上述校正电路检测接收单元(RX)的接收信号与各监视接收单元(监视RX)的单元天线监视接收信号之间的振幅或相位之差，将校正值提供给自适应阵列控制单元使该差为0或某预定值。
并且，本发明的特征在于，使用天线发送信号作为参照信号。
并且，本发明的特征在于，还具备在校正中从RF发送系统电路和RF接收系统电路中断开各单元天线的开关。
并且，本发明的特征还在于，校正电路包含检测接收信号与监视接收信号之差的误差检测电路和根据检出的误差修正监视接收信号的振幅/相位调整器。
或者，本发明的阵列天线通信装置包括：设置在多个单元天线的每个之中、至少包含发射功率放大器的RF发送系统电路；与上述RF发送系统电路并设在上述每个单元天线中、至少包含低噪音放大器的，将信号通过与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路时的振幅变化量之差和相位偏转量之差设定为大致相等的RF接收系统电路；在单元天线的另一侧同时与上述RF发送系统电路和RF接收系统电路连接的双向矢量调制器；与多个上述双向矢量调制器连接的分配/合成单元；与上述分配/合成单元连接的发射接收单元(TRX)；控制上述双向矢量调制器使多个单元天线具有自适应阵列天线的功能的自适应处理单元。多个包含上述双向矢量调制器、上述分配/合成单元、上述发射接收单元(TRX)和上述自适应处理单元的发射接收分支并联设置，上述发射接收分支共用RF发送系统电路、RF接收系统电路和多个单元天线，分别形成发射和接收用的波束。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是多个上述发射接收分支以波束相互之间的角度在预定角度以上的方式形成波束。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是多个上述发射接收分支以波束相互之间的角度在预定角度以内的方式形成波束，并且以相互之间不干扰的通信频率带宽进行发送或接收。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是多个上述发射接收分支以波束相互之间的角度在预定角度以内的方式形成波束，并且以不同的时间间隔进行发送或接收。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是将信号通过相互并联设置的上述RF发送系统电路和上述RF接收系统电路时的延迟时间设定为大致相等。
上述本发明的阵列天线通信装置最好在与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路的至少某一个电路中设置用于调整上述振幅变化量、相位偏转量和延迟时间中的至少一项的调整单元。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是用同一频率对同一通信对象进行发射和接收的时间分割双向通信装置。
上述本发明的阵列天线通信装置最好在上述每个RF接收系统电路与上述自适应处理单元之间还具备接收单元(RX)。
或者本发明的阵列天线通信装置是一种使用包含多个单元天线的自适应阵列天线的通信装置，包括：设置在上述每个单元天线中、至少包含发射功率放大器的RF发送系统电路，与上述RF发送系统电路并设在上述每个单元天线中、至少包含低噪音放大器的RF接收系统电路，在单元天线的另一侧同时与上述RF发送系统电路和RF接收系统电路连接的双向矢量调制器，与多个双向矢量调制器连接的分配/合成单元，与上述分配/合成单元连接的发射接收单元(TRX)，上述每个RF接收系统电路与自适应处理单元之间设置的统合式接收单元(RX)，通过根据从上述接收单元(RX)输入的信号和从上述发射接收单元(TRX)输入的信号控制上述双向矢量调制器使多个单元天线具有自适应阵列天线的功能的自适应处理单元；使信号通过与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路时的振幅变化量之差和相位偏转量之差在各单元天线之间大致相等；将每个单元天线互相正交化后的符号信号直接或者频率变换后与上述RF接收系统电路输出的信号相乘，然后将它们叠加合成输入到上述接收单元(RX)中，再次将与各单元天线相对应的符号与该接收单元(RX)的输出相乘，通过这样再生与各天线相对应的信号，将其输入自适应处理单元。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是信号通过与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路时的延迟时间大致相等。
上述本发明的阵列天线通信装置最好在与各单元天线相对应的上述RF发送系统电路和RF接收系统电路的至少某一个电路中设置用于调整上述振幅变化量、相位偏转量和延迟时间中的至少一项的调整单元。
上述本发明的阵列天线通信装置最好是用同一频率对同一通信对象进行发射和接收的时间分割双向通信装置。
附图的简要说明
图1表示以往的通信装置的电路结构的图
图2表示以往的通信装置的自适应阵列处理单元的电路结构的图
图3表示本发明的第1实施形态的通信装置的电路结构的一个示例的图
图4表示本发明的第1实施形态的通信装置的自适应处理单元(APU)的电路结构的一个示例的图
图5表示本发明的阵列天线通信装置的最合适的第2实施形态的整体的方框图
图6本发明的校正电路的概略方框图
图7表示本发明的校正电路的更加具体的实施形态的图
图8表示本发明的其他的校正电路的实施形态的图
图9表示本发明的再其他的校正电路的实施形态的图
图10表示本发明的校正电路的再其他的实施形态的图
图11表示本发明的加权值收敛状态的说明图
图12表示本发明的第3实施形态的阵列天线通信装置的主要部分的大致结构的方框图
图13表示本发明的第4实施形态的阵列天线通信装置的主要部分的结构的方框图
图14表示本发明的其他实施形态的阵列天线通信装置的主要部分的结构的方框图
图15表示本发明的其他实施形态的阵列天线通信装置的主要部分的结构的方框图
具体实施形态
(第1实施形态)
下面参照图3说明本发明最合适的第1实施形态。图3为表示本实施形态的通信装置10的主要部分的一个示例的方框图。另外，本实施形态以用4个天线(单元天线)12构成自适应阵列天线时的情况为例进行说明。
在发射接收切换器14、20连接在接收侧的图3的状态下，输入到各天线12中的信号通过带通滤波器(BPF)16及低噪音放大器(LNA)18，并通过发射接收切换器20输入到双向矢量调制器22中。这里，发送系统和接收系统分别在发射接收切换器14与发射接收切换器20之间有各自独立的电路(即RF发送系统电路和RF接收系统电路)，本实施形态称该部分为非共用电路24。并且，分别在双向矢量调制器22中加权过的多个系统的信号在分配/合成单元26中叠加，通过发射接收单元(TRX)28被接收(接收信号)。该接收信号的一部分被输入自适应处理单元(APU)30中。
并且，低噪音放大器(LNA)18输出的信号通过各个系统中设置的接收单元(RX)32输入到自适应处理单元30中。
自适应处理单元30根据输入的参照信号和TRX28输出的信号，获取用于从干扰波、噪音等中分离出所需波信号的加权值(各双向矢量调制器22中的加权值)，将它们设定到各双向矢量调制器22中。由此能够形成在所需电台的方向上具有波束并且在干扰电台的方向上具有空值的接收天线方向图。并且能够改善从所需电台来的信号的SN比。
基带发射信号通过发射接收单元(TRX)28，用分配/合成单元26分配给各系统。分配后的信号分别输入到双向矢量调制器22中，通过发射接收切换器20、调整器(可以包含主要作为相位调整器的功能或作为振幅调整器的功能)34，用发射功率放大器(PA)36功率放大后，通过发射接收切换器14从天线12输出。另外，发射时发射接收切换器14、20都与发射侧相连。
在相关的结构中，用RF波段发射和接收的信号的路径不同之处在于发射接收切换器14与发射接收切换器20之间的电路结构部分，即非共用电路24。但是，本实施形态在非共用电路24中设置了调整器34，以在各天线(单元天线)12之间振幅变化量之差和相位偏转量之差为大致相同的值的方式，用发射路径(RF发送系统电路)和接收路径(RF接收系统电路)构成各系统。并且，在本实施形态中，对各系统的加权值为对发射和接收时共用的双向矢量调制器22的加权值。即，如果采用本实施形态的通信装置10，通过用调整器34使各系统中的发射路径/接收路径中的信号的特性变化为常数倍，能够用发射/接收时共同的加权值，将各系统将发射天线方向图和接收天线方向图作为相同的方向图(即具有相同的波束和空值的方向图)来形成。
另外，本实施形态最好以发送系统和接收系统的通过延迟时间相等的方式构成非共用电路24(或者具备能够调整的构成元件)。这是根据延迟时间(更详细地说是群延迟时间)相等的电路之间通过相位的频率倾斜相等这样的群延迟时间的定义的。即，是为了防止即使用某一特定的频率使发送系统和接收系统的相位差一定，在别的频率上也产生一定的相位差的。即，由于能够在更宽的频率带中使发射路径与接收路径之间的相位差大致相同，因此对于利用多个频率这样的通信装置特别有效。
而且，本实施形态的通信装置10最好在接收系统中设置检测通过双向矢量调制器22、分配/合成单元26和TRX28输入到自适应处理单元30中的信号与由双向矢量调制器22的前段(天线12一侧)分配的、通过各系统的接收单元(RX)32输入到自适应处理单元中的信号之间的振幅差和相位差，并且修正它们的单元(在本实施形态中，自适应处理单元30相对于该单元)。虽然与通信本身没有关系，但与输出给为了提高自适应控制的收敛性而设置的接收单元(RX)32的自适应处理单元30相比，通过该单元能够进一步提高自适应控制的收敛性，进而能够进一步改善SN比。另外，虽然该单元是在接收时分别对各系统独立地获取加权合成前的信号并且从加权合成后的信号(即TRX28输出的信号)中有选择地获取所需的信号，以提高加权控制的收敛性的单元，但在执行相关的控制时，必须使通过RX32后的信号的相位差相对于在双向矢量调制器22中使加权相位移量为0时的TRX28发输出信号的相位差至少在0°±90°以下。
如上所述，如果采用本实施例，通过在发送和接收时尽量使信号使用共同的路径，在接收和发送时能够用相同的方向图进行自适应动作，具有能够更加容易、并且精度更高地减小发送和接收之间的天线方向图的差的效果。
这里，作为本方式的自适应阵列动作的一例，以使用了LMS算法为例进行说明。另外，关于LMS算法由于在菊间信良著，科学技术出版股份有限公司1998年11月出版的《用阵列天线进行信号的适应处理》(初版)中已有详细论述，所以在这里省略。首先，参照图2就以往的装置进行说明。图1的自适应阵列处理单元76相当于图2的虚线框内(76)。如果假设接收合成信号为A，插入到接收信号中的已知信号即参照信号为D，从接收合成信号A中引出参照信号D的误差信号为ε(即ε＝A-D)，则根据LMS算法的自适应阵列处理单元76调整决定接收合成信号的加权值Wi，使接收合成信号A接近参照信号D，即ε为0。该加权值Wi用公式(1)表示的递归式表示。
[公式1]
Wi(t+Δt)＝Wi(t)+μ·Si·ε*…………(1)
其中，i＝1，2，……，n
这里，
[公式2]
A=Σj=1n(Wj*·Sj)]]>
n：(单元)天线的数量，μ：正实数，Δt：处理的时间步长，*：意为复共轭。式(1)中使用Si是因为将误差ε的平方作为评估函数，作为Wi(i＝1，2，……，n)的函数时，该评估函数在Wi方向的斜率与Si成比例。即，公式(1)的右边第2项的意思是，在产生误差ε时，使Wi与斜率Si成比例地沿能够降低评估函数的方向移动。
这里重要的是，Si终究是为了表示评估函数在Wi方向上的倾斜率而使用的，即使该倾斜率存在误差加权值Wi也不一定不收敛。即使该倾斜度存在误差，也可以在下一个步长中使ε的值为包含该误差的值，最终使ε为0这样地收敛。
下面参照图4说明本发明。图中虚线框内(30)与图3的自适应处理单元30相对应。与图2相比较的不同点在于，接收合成信号中新相乘了共同的发射接收单元(TRX)的增益(复数值，表示为Ro)和Si中相乘了单个接收单元(RX)的增益Ri。考虑到这些点，导出下面的公式(2)、公式(3)和公式(4)。
[公式3]
ε＝A·Ro*-D……………………………………(2)
Wi(t+Δt)＝Wi(t)+μ·Si′·ε*……………(3)
其中，i＝1，2，……，n
Si′＝Si·Ri*……………………………………(4)
这里，
[公式4]
A=Σj=1n(Wj*·Sj)]]>
Ro：共同TRX的增益(复数值)，Ri(i＝1，2，……，n)：单个RX的增益(复数值)，Δt：处理时间的步长，*：意为复共轭。这里，从公式(2)知道，由于即使在A中乘以Ro也还是取其与参照信号D的差作为误差ε，因此使Wi分别收敛在1/Ro的值，使A·Ro为D，使误差ε为0这样地动作，对自适应阵列动作没有影响。而评估函数在Wi方向上的倾斜率由Si变化到Si′。这里，虽然如前所述即使该倾斜率不是真值也使ε为0的递归式动作，进行自适应阵列动作，但由于在Si’＝Si·Ri偏离接收合成信号A·Ro90°以上的情况下，对评估函数的真倾斜施加了反方向的修正，因此递归式不收敛，自适应阵列天线不动作。作为一例，只要Ri的值与Ro相比较偏离±3db、相位差偏离在±30°以内就可以。虽然这里就LMS进行了叙述，但在RLS算法以外的自适应处理中，在使合成结果与参照信号之间的误差最小的意义上也同样动作。
另一方面，如果为了比较而叙述，在以往技术(图1)的情况下，如果各接收路径、发送路径中包含误差，则该误差为发送和接收天线方向图的误差，与直接发送和接收时特性变差有关。在以往的例子中，如果不使发送和接收校正分别重合在±3db、相位差±30°的程度，则不能在干扰电台的方向上形成深度足够的空值。
如上所述，如果在RF波段的非共用电路中使发送系统和接收系统的振幅、相位特性在天线之间为共同的常数倍，则不必使振幅、相位特性在一个通信装置所使用的多个非共用电路之间一致，能够更加容易地构成通信装置。
并且，各接收单元(RX)的振幅和相位特性(振幅变化量及相位偏转量)也不必相同。即，不必备齐振幅和相位特性相同的接收单元(RX)，能够更加容易地构成通信装置。
并且，发射接收单元(TRX)的接收单元的增益与接收单元(RX)的增益相连动就可以。通过相关的结构，例如，一个发射接收单元(TRX)内的接收电路4个系统的接收单元的振幅差为固定值±3db左右、并且相位差±30°左右的精度就够了。如果考虑该性能的以往的装置需要振幅差为固定值±3db，相位差为±3°，能够极其简单地构成。
(第2实施形态)
下面参照附图说明本发明最合适的第2实施形态。
图5为表示本实施形态的阵列天线通信装置110的主要部分的方框图。自适应阵列天线包括4个单元天线112，在发射接收切换器114、116连接在接收侧的状态下，输入到各天线112中的信号通过低噪音放大器(LNA)118输入到双向矢量调制器120中。这里，发送系统和接收系统分别在发射接收切换器114与116之间有各自独立的电路(即RF发送系统电路和RF接收系统电路)，RF发送系统电路中设置有发射功率放大器(PA)122。
接收信号在双向矢量调制器120中分别被加权，每个单元天线的信号在分配合成单元124中叠加，通过由接收器126和AD变换器128构成的接收单元提供给调制解调电路130。
而发送信号通过由DA变换器132和发送器134构成的发送单元从调制解调电路130经开关136发送给分配合成单元124。
为了将上述双向矢量调制器120的加权控制在最合适的值，设置了自适应阵列控制单元138，上述接收单元输出的接收信号和后述校正电路输出的校正信号提供给该自适应阵列控制单元138，由此获得的所需的加权值通过DA变换器140提供给每个单元天线的双向矢量调制器120。
为了使自适应阵列控制单元138输出的加权值在短时间内收敛，本发明在各RF接收系统电路中注入参照信号，用自适应阵列控制单元138迅速决定加权。在本实施形态中，参照信号可以使用调制解调电路130输出的经过发送单元发送给分配合成单元124的发送信号。即，发送器134的发送信号用方向耦合器144从开关141通过衰减器142注入各单元天线的低噪音放大器(LNA)118的下游侧。当然，注入的参照信号不一定非要是发送信号，也可以使用与发送信号不同的特定的参照信号。
该参照信号通过各双向矢量调制器120发送给分配合成单元124作为接收信号，同时发送给各单元天线中设置的监视接收单元146。并且，接收单元输出的接收信号和监视接收单元146输出的监视接收信号在校正电路148中进行比较，用于使两者的振幅或相位差为0的校正信号提供给自适应阵列控制单元138。监视接收信号由监视接收单元146通过AD变换器150提供给校正电路148。
本发明的实施形态由以上的结构构成，下面说明其校正过程。在一般的天线收发时，切换器114(SW1、SW2、SW3、SW4)、切换器116(SW5、SW6、SW7、SW8)及开关136(SW9)进行发送系统和接收系统的切换，在发送时与t侧相连，而在接收时与r侧相连。并且，此时开关141(SW10)被断开。
但是，在进行校正时，切换器114、116及开关136全部与接收r侧相连，开关141(SW10)关闭，参照信号从参照信号注入电路通过各方向耦合器144注入到接收系统电路中。
如果采用本发明，由于用参照信号进行用于获得最合适的加权值的校正，因此具有迅速地向最合适的加权收敛的优点，并且不需要单元天线112输出校正用的接收信号，因此在本发明中，校正时将单元天线112从装置上断开是合适的。为此，切换器114不仅有图示的接收侧的r端子和发送侧的t端子，而且还设有开放端子，在校正时将单元天线112从装置上断开是合适的。
以上的校正准备完成后，参照信号从接收单元作为接收信号r提供给自适应阵列控制单元138和校正电路148，另一方面，参照信号从单元天线监视接收单元146通过AD变换器150作为每个单元天线的u1′、u2′、u3′、u4′提供给校正电路148。并且，校正电路148将接收信号和监视接收信号进行比较，将使两者的差为0的校正值U输出给自适应阵列控制单元138。
对4个单元天线监视接收单元146的校正一个系统接一个系统依次进行，即，在进行监视接收单元(1)的校正时，表示双向矢量调制器的加权系数的W的值只将W1的值设定为1，W2、W3、W4全部设为0，在这样的状态下，通过只将经过路径β1的信号输入给接收器126，校正电路148就将从第1号单元天线112获得的接收信号r与监视接收单元(1)输出的监视接收信号U1′进行比较，将最合适的校正值U1提供给自适应阵列控制单元138，由此能够选择提供给双向矢量调制器120的加权值W1。同样地，在进行监视接收单元(2)的校正时，只将加权系数W2设定为1，其余的全部设为0，对于监视接收单元(3)的校正只将加权系数W3设定为1，对于监视接收单元(4)的校正只将加权系数W4设定为1。
虽然图5中没有详细说明，但如果在校正时从单元天线112混入干扰信号，则可能给修正值的计算带来不好的影响，因此最好在即将开始校正前进行载波检测，在不存在干扰波时进行校正。并且，为了不像上述那样在校正中从单元天线112来的干扰信号混入到参照信号中，最好使所有的切换器114与开放端子相连。
如上所述，如果采用本发明，通过使用参照信号能够从校正电路148给自适应阵列控制单元138提供迅速收敛加权值的校正值，下面说明其更具体的实施形态。
图6表示校正电路148的原理的方框图，监视接收信号U1′～U4′在振幅相位调整器152中与误差检测电路154的输出相乘，调整振幅和相位误差。这样调整后的输出作为校正值U1～U4提供给自适应阵列控制单元138，但同时回到误差检测电路154，在这里与接收信号r相乘，返回到上述振幅相位调整器152中。
图6为表示原理性校正电路的图，其更加具体的实施形态表示在图7中。在图7中，为了逐个系统地校正监视接收单元146，设置了3个开关SW11、SW12和SW13，各开关端子上添加了与监视接收单元146的各系列相对应的数字1～4。接收信号r在加法器156中与从校正值U1～U4中选出的值相减，其输出即误差量ε提供给乘法器158，与通过开关SW11获得的监视接收信号U′相乘，再从衰减器160输送给振幅相位调整器。该振幅相位调整器具有记忆电路162，上述衰减器160的输出总是用加法器164与记忆值c相加，其输出从开关SW12存储在每个系统的记忆电路166中，用乘法器168乘算到监视接收信号U′中。其结果，校正值U总是作为各系统中更新后的校正值提供给自适应阵列控制单元138。
在图7所示的实施形态中，校正值U可以用最快下降(LMS)算法求得。虽然该校正值U不依赖初期值收敛，但为了尽快收敛，可以从以前的收敛结果开始，在不明的情况下可以从0开始。校正电路根据公式(1)反复更新校正值U，实际是更新记忆电路166中的记忆值c，使监视接收信号即U′与接收信号r的差ε为0，使其收敛。
[公式5]
ck(n+1)＝ck(n)+μuk′(n)εk*(n)……………(5)
其中，εk*(n)＝rk(n)-uk′(n)ck*(n)
在上述公式(1)中，*为复共轭的意思。在上式中，除μ外所有的要素都是复数。n表示反复进行LMS算法的运算次数，μ为影响记忆值的收敛时间和记忆值的稳定性的电路常数。μ越大收敛时间就越短，但记忆值的稳定性变差。
图8表示校正电路的其他实施形态。由于该实施形态基本上与图7相同，因此相同的构件添加相同的附图标记，其说明省略。
在图8中，省略了开关SW13，取而代之，将乘法器158变为分散在加法器156的前后的乘法器158a和158b。因此，乘法器158a承担将监视接收信号U′与接收信号与监视接收信号的误差ε相乘的功能，而乘法器158b承担将监视接收信号U′与记忆值c相乘的功能。
一般地，在用DSP实现误差检测电路，用FPGA(PLD，可编程逻辑电路)等实现振幅相位调整器的情况下，图7所示的SW11、SW12和SW13通过DSP读写与FPGA(PLD)不同的寄存器来实现，但根据此时DSP内部执行运算的速度，装置之间数据传输的速度一般较慢，因此与图7的实施形态相比，如果采用图8的实施形态，在减少DSP与FPGA之间的数据传输时间方面有利。
而与图8的实施形态相比，由于在图7中使用实际的复数相乘结果检测误差，因此在减小电路的规模上有利。
图9表示本发明最合适的校正电路的再其他的实施形态。与图8相同的构件添加相同的附图标记，其说明省略。
图9的实施形态的特点是，防止了记忆值的收敛时间随接收信号的功率的大小而变化，为此设置了平均功率检测电路170以及用于根据该平均功率减小乘法器158a上的监视接收信号U′的乘积的分割器172。如果采用该实施形态，能够用平均功率使监视接收信号正规化，能够减小监视接收信号的平均功率对记忆值的收敛时间的影响。
图10表示本发明的校正电路的再其他的实施形态，与图8的实施形态相类似，但其特征在于能够选择衰减器160的电路常数μ，因此包括拥有大的电路常数μ1的衰减器160a和拥有小的电路常数μ2的衰减器160b，能够用切换器114切换这些并联连接的各衰减器160a和160b。
如果采用该实施形态，能够选择同时满足想要缩短记忆值c的收敛时间和在一定程度上确保收敛后的记忆值的稳定性这样两个相反要求的电路常数μ。在实际校正时，通过与收敛时间和收敛程度等相对应来对切换器114切换，能够选择任意的电路常数μ。
上述图6至图10的各实施形态可以单独或组合使用，并且，虽然在上述实施形态中用LMS算法作为误差的检测方法，但使用RLS算法也同样能检测误差。
另外，虽然图中没有表示，但在接收器126或监视接收单元146具备AGC(自动增益控制)的情况下，可以将所有的监视接收单元146控制在与接收器126相同的增益，但即使在这样的情况下，增益的变化引起的相位变化量也不一定，即使在进行校正的情况下，如果接收器126的增益产生变化，也会产生相对的相位差。即，产生AGC设定值中拥有记忆值表的必要。这里进行用几个具有代表性的AGC设定值进行校正取代对所有的AGC设定值进行校正，插值其他的记忆值来制作表这样的操作，由此能够缩短校正所需要的时间。
为了检验本发明的效果而进行的计算机模拟的结果表示于图11中。图11的双点划线表示以往的在相位差为30°的情况下，加权值收敛的样子；虚线表示以往的在相位差为60°的情况下，加权值收敛的样子；而实线表示使用本发明，在相位差大致为0的情况下，自适应阵列天线的加权值收敛的样子。
该模拟用2个元件的自适应阵列，所需波1、干扰波1的简单的模式进行，为了便于比较收敛的样子，放在了一张曲线图中。可以理解，与以往的方式相比较，使用本发明时能够缩短收敛时间。
如上所述，本实施例的阵列天线通信装置通过用参照信号检测误差，能够迅速地获得最合适的校正值和加权值，具有不必使用复杂的电路就能缩短加权的收敛时间的效果。
(第3实施形态)
下面参照图12说明本发明最合适的第3实施形态。图12为表示本实施形态的通信装置210的主要部分的一个示例的方框图。另外，本实施形态以用4个天线(单元天线)212构成自适应阵列天线时的情况为例进行说明。
在发射接收切换器214、220连接在接收侧的状态下，输入到各天线212中的信号通过带通滤波器(BPF)216及低噪音放大器(LNA)218，并通过发射接收切换器220、分配/合成单元221输入到双向矢量调制器222、223中。这里，在发射接收切换器214与发射接收切换器220之间设有分别与发送系统和接收系统独立的电路(即RF发送系统电路和RF接收系统电路)，本实施形态称该部分为非共用电路224。
本实施形态并列设置了多个就接收来说是分配/合成单元221的后段(就发送来说是分配/合成单元221的前段)的电路结构成分，本实施形态称该部分为发射接收分支240(系统#1)、241(系统#2)。发射接收分支240、241各自包括双向矢量调制器222、223，分配合/成单元226、227，接收和发送单元(TRX)228、229以及自适应处理单元230、231，能够分别独立地进行与接收和发射有关的处理以及自适应控制。
接收时，分别在双向矢量调制器222、223中加权过的多个系统的信号在分配/合成单元226、227中叠加，通过发射接收单元(TRX)228、229分别被接收(接收信号)。该接收信号的一部分被输入自适应处理单元(APU)230、231中。
而低噪音放大器(LNA)218输出的信号通过每个分支中设置的接收单元(RX)232、233分别输入到自适应处理单元230、231中。
各自适应处理单元230、231根据输入的参照信号和TRX228、229输出的信号，获取用于获取与干扰波或噪音等分离的所需波信号的加权值(各双向矢量调制器222、223中的加权值)，将它们设定到各双向矢量调制器222、223中。由此能够形成在所需电台的方向上具有波束并且在干扰电台的方向上具有空值的接收天线方向图。并且能够改善从所需电台来的信号的SN比。
本实施形态之所以要将分配/合成单元221以后的发射接收分支240、241设置成多个系统(图12的例子为2个系统)，是因为要让它们彼此独立形成多个波束。由此实现所谓的SDMA(Space DivisionMutiple Access，空间分割多路复用)。例如，在多个系统中，当在相同的时间带内使用同一频率时，将系统#1的所需电台方向(波束)作为系统#2的干扰电台方向(空值)，或者将系统#2的所需电台方向(波束)作为系统#1的干扰电台方向(空值)就可以了。并且，在使用不同的通信频率时，由于波束之间基本上不存在干扰，因此与其他系统的波束或空值(的方向)无关，系统#1、#2各自在所需电台的方向上形成波束或在干扰电台的方向上形成空值就可以。
此时，表示某个系统的所需电台的方向、干扰电台的方向或者波束的信息可以反映到其他系统的波束形成上，能够抑制系统之间的干扰，能够提高各系统的接收和发送精度。例如，在用TDMA-TDD方式进行通信的情况下，当多个系统由于通信对象电台的移动而以相同的时间间隔相互之间形成干扰波束(或根据电台的移动历史推断在不久的将来要干扰)时，可以决定(变更)分配比例以使这些波束的通信频率或时间间隔改变(即使其不产生干扰)。
而基带发射信号#1、#2通过发射接收单元(TRX)228、229用分配/合成单元226、227分配给各系统。分配到的信号分别输入到双向矢量调制器222、223中，用分配/合成单元221将系统#1、#2叠加合成，通过发射接收切换器220、调整器(可以包含主要作为相位调整器的功能或作为振幅调整器的功能)234，用发射功率放大器(PA)236功率放大后通过发射接收切换器214从天线212输出。另外，发射时发射接收切换器214、220都与发射侧相连。
在相关的结构中，用RF波段发射和接收的信号的路径不同之处在于发射接收切换器214与发射接收切换器220之间的电路结构部分，即非共用电路224。但是，本实施形态在非共用电路224中设置了调整器234，以在与相同的天线(单元天线)212相连的发送路径(RF发送系统电路)和接收路径(RF接收系统电路)之间振幅变化量之差和相位偏转量之差大致相同的方式构成各系统。
并且，在本实施形态中，对各系统的加权值为对发射和接收时共用的双向矢量调制器222的加权值。即，如果采用本实施形态的通信装置210，通过用调整器234使各系统中的发射路径/接收路径中的信号的特性变化为常数倍，能够用发射/接收时共同的加权值对各系统将发射天线方向图和接收天线方向图作为相同的方向图(即具有相同的波束和空值的方向图)来形成。
另外，本实施形态最好以发送系统和接收系统的通过延迟时间相等的方式构成非共用电路224(或者具备能够调整的构成元件)。这是根据延迟时间(更详细地说是群延迟时间)相等的电路之间通过相位的频率斜率相等这样的群延迟时间的定义的。即，是为了防止即使用某一特定的频率使发送系统和接收系统的相位差一定，在别的频率上也产生一定的相位差的。即，由于能够在更宽的频率带中使发射路径与接收路径之间的相位差大致相同，因此对于利用多个频率这样的通信装置特别有效。
而且，本实施形态的通信装置210最好在接收系统中设置检测通过双向矢量调制器222、223，分配/合成单元226、227和TRX228、229输入到自适应处理单元230、231中的信号与由双向矢量调制器222、223的前段(天线212一侧)分配的、通过各系统的接收单元(RX)232、233输入到自适应处理单元230、231中的信号之间的振幅差和相位差，并且修正它们的单元(在本实施形态中，自适应处理单元230、231相当于该单元)。虽然与通信本身没有关系，但对于对为了提高自适应控制的收敛性而设置的接收单元(RX)232、233的自适应处理单元230、231的输出，通过该单元能够进一步提高自适应控制的收敛性，进而能够进一步改善SN比。另外，虽然该单元是在接收时分别对各系统独立地获取加权合成前的信号并且从加权合成后的信号(即TRX228、229输出的信号)中有选择地获取所需的信号，以提高加权控制的收敛性的单元，但在执行相关的控制时，必须使通过RX232后的信号的相位差相对于在双向矢量调制器222中使加权相位移量为0时的TRX228、229的输出信号的相位差至少在0°±90°以下。
如上所述，如果采用本实施例，通过在对多个通信对象发送和接收时尽量共用信号的路径，在接收和发送时能够用相同的方向图进行自适应动作。特别是在用不同的通信频率同时与多个通信对象进行通信时，由于在各发射单元(TX)或接收单元(RX)中存在鉴别频率的功能，因此虽然需要与通信对象相对应的发送和接收单元的系统，但能够用在发送和接收时相同的方向图各自独立地实现自适应阵列动作。并且，虽然在多个发送和接收分支的通信频率相同的情况下存在互相干扰的可能，但此时通过在多个自适应处理单元230、231之间获取连接，控制波束相互之间干扰的操作就变得容易。
(第4实施形态)
下面参照图13说明本发明的第4实施形态。图13为表示本实施形态的通信装置310的主要部分的一个示例的方框图。另外，本实施形态以用4个天线(单元天线)312构成自适应阵列天线时的情况为例进行说明。
在发射接收切换器314、320连接在接收侧的状态下，输入到各天线312中的信号通过带通滤波器(BPF)316及低噪音放大器(LNA)318，并通过发射接收切换器320输入到双向矢量调制器322中。这里，在发射接收切换器314与发射接收切换器320之间设有分别与发送系统和接收系统独立的电路(即RF发送系统电路和RF接收系统电路)，本实施形态称该部分为非共用电路324。并且，分别在双向矢量调制器322中加权过的多个系统的信号在分配/合成单元326中叠加，通过发射接收单元(TRX)328被接收(接收信号)。该接收信号的一部分被输入自适应处理单元(APU)330中。
并且，低噪音放大器(LNA)318输出的信号从发射接收切换器320的后段取出，分别输入到乘法器402中。各信号在乘法器402中与符号发生器410生成的各正交化过的4个符号信号相乘，这些信号在合成器404中叠加合成后输入接收单元406中。即，接收到的信号在每个单元天线312中正交化后叠加，在接收单元(RX)406中变换成基带信号。该基带信号在乘法器408中再次与符号发生器410输出的正交化过的符号信号相乘，分离到各单元天线输出的信号中。这里，延迟电路用于消除(补偿)从乘法器402(在此乘以正交化符号)通过合成器404和接收单元406时产生的延迟量。另外，在图中，*表示为复共轭。这样分离的信号输入到自适应处理单元330中。
自适应处理单元330根据输入的参照信号和TRX328输出的信号，获取用于获取除去了干扰波或噪音等成分的所需波信号的加权值(各双向矢量调制器322中的加权值)，将它们设定到各双向矢量调制器322中。由此能够形成在所需电台的方向上具有波束并且在干扰电台的方向上具有空值的接收天线方向图。并且能够改善从所需电台来的信号的SN比。
而基带发送信号通过发射接收单元(TRX)328用分配/合成单元326分配给各系统。分配后的信号分别输入到双向矢量调制器322中，通过发射接收切换器320、调整器(可以包含主要作为相位调整器的功能或作为振幅调整器的功能)334，用发射功率放大器(PA)336功率放大后通过发射接收切换器314从天线312输出。另外，发射时发射接收切换器314、320都与发射侧相连。
在相关的结构中，用RF波段发送和接收时信号路径的不同在于发射接收切换器314与发射接收切换器320之间的电路结构部分，即非共用电路324。但是，本实施形态在非共用电路324中设置了调整器334，以发送路径(RF发送系统电路)和接收路径(RF接收系统电路)之间振幅变化量之差和相位偏转量之差分别在各天线(单元天线)312之间大致相同的方式构成(或者调整)各系统。并且，在本实施形态中，对各系统的加权值为对发射和接收时共用的双向矢量调制器322的加权值。即，如果采用本实施形态的通信装置310，通过用调整器334使各系统中的发射路径/接收路径中的信号的特性变化为常数倍，能够用发射/接收时共同的加权值对各系统将发射天线方向图和接收天线方向图作为相同的方向图(即具有相同的波束和空值的方向图)来形成。
另外，本实施形态最好以发送系统和接收系统的通过延迟时间相等的方式构成非共用电路324(或者具备能够调整的构成元件)。这是根据延迟时间(更详细地说是群延迟时间)相等的电路之间通过相位的频率斜率相等这样的群延迟时间的定义的。即，是为了防止即使用某一特定的频率使发送系统和接收系统的相位差一定，在别的频率上也产生一定的相位差的。即，本结构由于能够在更宽的频率带中使发射路径与接收路径之间的相位差大致相同，因此对于利用多个频率这样的通信装置特别有效。
而且，本实施形态的通信装置310最好在接收系统中设置检测通过双向矢量调制器322、分配/合成单元326、和单元(在本实施形态中，自适应处理单元330相当于该单元)，该校正单元校正TRX328输入到自适应处理单元330中的信号、与由双向矢量调制器322的前段(单元天线312一侧)分配的、乘以正交化符号后通过接收单元406(RX)输入到自适应处理单元330中的信号之间的振幅差和相位差，并且对它们进行校正。虽然与通信本身没有关系，但对于对为了提高自适应控制的收敛性而设置的接收单元(RX)406的自适应处理单元330的输出，通过该单元能够进一步提高自适应控制的收敛性，进而能够进一步改善SN比。另外，虽然该单元是在接收时分别对各系统独立地获取加权合成前的信号并且从加权合成后的信号(即TRX328输出的信号)中有选择地获取所需的信号，以提高加权控制的收敛性的单元，但在执行相关的控制时，必须使通过RX406后的信号的相位差相对于在双向矢量调制器322中使加权相位移量为0时的TRX328的输出信号的相位差至少在0°±90°以下。
在本发明中，与RF发送系统电路和RF接收系统电路连接的双向矢量调制器最好串接正交调制器、或振幅调制器和相位调制器(移相器)。
另外，作为本发明的其他实施形态的通信装置310a，如图14所示那样，正交化模拟噪音(PN)符号也可以是二进制双值符号。该实施形态由于符号发生器410的输出可以直接输入乘法器402，因此不需要用多个环节的D/A变换器变换后相乘，并且由于可以将图14的虚线框内部作为数字电路构成，因此在电路的安装这一点上非常有利。图14中414、418为A/D变换器，416为D/A变换器。并且，作为本发明的其他实施形态的通信装置310b也可以如图14所示那样，将从发射接收切换器320的后段取出的信号用频率变换器401频率变换后用乘法器402正交化。并且，虽然在图13、图14和图15中低噪音放大器(LNA)18输出的信号从发射接收切换器320的后段取出，但由于输送给接收单元(RX)的信号只有接收信号，也可以从低噪音放大器(LNA)318的后段并且是发射接收切换器320的前段的位置取出。
但是，上述实施形态(图13、图14及图15)虽然具有合成用正交符号编码过的信号，然后进行分离这样的结构，但此时使合成/分离电路复杂化的主要原因为使合成时的符号相乘的时间。因此在时间不吻合时很难完全正交化，在分离时如果符号与时间不吻合就很难完全分离。于是，在这样的正交化不完全的情况下，如果输入的信号之间存在很大的电平差，则存在产生高电平的信号混入其他的信号中这样的干扰等问题的可能。但是，如果采用上述实施形态的结构，由于能够比较容易地以相同的条件设置各单元天线，因此对于这一点实际上具有它们相互之间难以产生大的电平差的优点。而且，如果使各接收系统到乘法器402之间的电气长度相同的话，则不仅能更容易地调整使符号的相互之间的时间相同，而且可以用另外的途径测定合成器404、接收单元406的延迟时间，用延时电路412极其精确地使用于正交分离的符号时间一致。即，本实施形态的电路结构对于减轻在实现使用了自适应阵列天线的通信装置上存在的各路径之间离散的问题非常有效。
如上所述，如果采用本实施例，通过尽量共用发送和接收时的信号路径，能够用更加简单的电路结构获得在接收和发送时能够用相同的方向图进行自适应动作，能够更加容易、并且精度更高地减小发送和接收之间的天线方向图的差这样的效果。并且，由于用共同的接收单元接收自适应阵列处理所使用的各单元天线发射的信号，因此具有各单元天线发出的信号相互之间不容易产生误差这样的优点。