电源装置以及采用该装置的便携设备 【技术领域】
本发明涉及采用开关型直流—直流转换器(以下称作DC-DC转换器)的电源装置，以及采用了该电源装置的移动电话机、个人计算机、PDA等的便携设备，特别涉及将电池作为电源的电源装置以及便携设备。
背景技术
以往，作为电源装置，例如广泛采用通断输入电压，将该输入电压转换为规定的输出电压输出的开关型DC-DC转换器。
该DC-DC转换器，与串联稳压器相比电能的转换效率高。因此，在将电池作为工作电源的移动电话机、个人计算机、PDA等的便携设备中，作为用于得到与电池电压不同的规定电压的电源装置，很多采用DC-DC转换器。
图3是说明DC-DC转换器40地使用状况的图。将来自电池BAT的输入电源电压Vbat由DC-DC转换器40转换为规定的输出电压Vo输出。除了该输出电压Vo外，将输入电源电压Vbat分别供给到便携设备的各种电路模块31～3n中。
此外，由串联稳压器将电池电压Vbat转换为规定的第1电压，将该第1电压作为工作电源供给需要的电路模块。并且，由开关电源电路进一步将该第1电压转换为规定的第2电压供给其它的电路模块，这部分内容在特开平8-331036号公报中被公开。
但是，在现有的专利文献1等当中，起因于DC-DC转换器的开关动作的噪声也会在其电源侧产生。如果将叠加该开关噪声的电源电压供给到其它的电路模块中，那么会对该电路模块的动作带来不利影响。
将这些电路模块和DC-DC转换器一起集成到IC中。因此，由于开关噪声或引起数据化，或对线性特性带来影响，同时使IC整体的可靠性降低，使特性恶化。进一步也对装备该IC的便携设备的工作产生影响。
此外，为了降低开关噪声的影响，考虑插入电阻和电容器的滤波电路。但是，在这种情况下，在高负荷时电阻的损失变大。
【发明内容】
在此本发明的目的在于，提供一种电源装置，其在具备由来自电池等的输入电源电压进行动作的开关型DC-DC转换器等的开关电源电路的电源装置中，抑制由开关动作产生的噪声对输入电源电压的波及，能减少由输入电源电压驱动的其它电路模块等的由开关噪声所引起的不利影响。此外，其目的还在于，提供一种具备能够减小这种开关噪声的不利影响的电源装置，动作特性稳定的便携设备。
本发明方案一的电源装置的特征在于，具备：
串联稳压器10，其按照输入电源电压Vbat，输出比所述输入电源电压Vbat只低规定电压Vc的第1输出电压Vo1那样进行动作；
和开关电源电路20，其按照输入所述第1输出电压Vo1，输出规定电压值的第2输出电压Vo2那样进行动作；
其中，将所述输入电源电压Vbat和所述第2输出电压Vo2供给到其它的电路模块31～3n。
本发明方案二的电源装置的特征在于，在本发明方案一所述的电源装置中，在输入所述输入电源电压的所述其它电路模块31～3n中具有容易接受噪声影响的电路。
本发明方案三的电源装置的特征在于，在本发明方案一所述的电源装置中，所述串联稳压器10，将所述第1输出电压Vo1控制为比所述输入电源电压Vbat只低恒定电压Vc的电压电平。
本发明方案四的电源装置的特征在于，在本发明方案一到三中的任一项所述的电源装置中，所述开关电源电路20是按照输出比所述第1输出电压Vo1低的所述第2输出电压Vo2那样进行降压动作的降压型开关电源电路。
本发明方案五的电源装置的特征在于，在本发明方案一到三中的任一项所述的电源装置中，所述开关电源电路20是按照输出比所述第1输出电压Vo1高的所述第2输出电压Vo2那样进行升压动作的升压型开关电源电路。
本发明方案六的电源装置的特征在于，在本发明方案一到三中的任一项所述的电源装置中，所述串联稳压器具有：控制晶体管11，其按照在一端接受所述输入电源电压Vbat，在另一端输出所述第1输出电压Vo1那样被设置；基准电压形成电路14、15，其形成比所述输入电源电压Vbat只低规定电压的基准电压Vref1；和控制电路，其输入所述基准电压Vref和对应所述第1输出电压Vo1的反馈电压Vfb1，根据这些基准电压Vref1和反馈电压Vfb1控制所述控制晶体管11。
本发明方案七的电源装置的特征在于，在本发明方案六所述的电源装置中，所述基准电压形成电路14、15，具有在所述输入电源电压Vbat和地电压之间串联连接的电阻14和恒流源电路Ic，从其串联连接点得到所述基准电压Vref1。
本发明方案八的便携设备的特征在于，采用产生电源电压的电池，和将所述电源电压作为输入电源电压的本发明方案一到七中任一项所述的电源装置。
根据本发明，在开关型DC-DC转换器等的开关电源电路中，由于介由只降压恒定电压的串联稳压器供给输入电压，所以串联稳压器起缓冲电路的作用。由此，由串联稳压器减弱在开关电源电路中产生的开关噪声，减少在来自电池等的输入电源电压中的开关噪声。因此，能够减少对由输入电源电压驱动的其它电路模块的不利影响。此外，能够抑制集成这些开关电源电路和电路模块等的IC整体的特性的恶化。进一步也能够减小对装备该IC的便携设备的工作的不利影响。
此外，由于串联稳压器的电阻值与电流成反比例变化，所以在低负荷时电阻值变大，在高负荷时电阻值变小。因此，在串联稳压器中的损失率(＝损失/输出)被维持为大致恒定。由此，在本发明中，即使将串联稳压器作为缓冲电路插入，作为电源装置的电能转换效率也不会降低很多。
【附图说明】
图1表示有关本发明的实施例的电源装置以及便携设备的构成图。
图2表示在本发明中所采用的其它的开关电源电路的构成图。
图3表示现有的电源装置的构成图。
图中：BAT-电池；Vbat-输入电源电压；10-串联稳压器；11-MOS晶体管；12-电阻；13-误差放大器；14-电阻；15-恒流源电路；Vc-恒定电压；Vo1-第1输出电压；20、20A-DC-DC转换器(开关电源电路)；21、22、21A-MOS晶体管；23-误差放大器；24-振荡器；25-PWM比较器；26-预驱动器；Lo、L1-线圈；Co、C1-电容器；Vo2-第2输出电压；Io-输出电流；30-电容器；31～3n-电路模块；D1、D2-二极管；29-控制电路。
【具体实施方式】
以下参照附图对本发明的电源装置以及采用该装置的便携设备的实施例进行说明。图1是表示有关本发明的实施例的电源装置以及便携设备的构成图。
在图1中，将从电池BAT供给的输入电源电压Vbat，按照由串联稳压器10输出比输入电源电压Vbat只低规定电压Vc的第1输出电压Vo1那样进行动作。将来自该串联稳压器10的第1输出电压Vo1，供给到降压型的开关型DC-DC转换器20中，该DC-DC转换器20按照转换为比该电压值更低的规定电压值的第2输出电压Vo2输出那样进行动作。还有，优选规定电压Vc为恒定电压。
这些串联稳压器10和DC-DC转换器20由从这些设备外部供给的控制信号CONT控制而同时动作或停止。还有在本发明中，如没有特别限定，则电压是将地电位作为基准的电压。
电容器30是与串联稳压器10协调动作，发挥作为RC滤波器作用的电容器。该电容器30也可作为构成要素单独设计，或也可利用IC内的寄生电容器。
输入电源电压Vbat，除了串联稳压器10和DC-DC转换器20之外，还被供给到其它的稳压器，或控制电路等的其它电路模块31～3n中。这些电路模块31～3n具有容易接受噪声影响的电路(例如振荡电路)，将输入电源电压Vbat作为电源进行动作。
接着，对串联稳压器10进行详细说明。串联稳压器10，按照输入输入电源电压Vbat，输出比输入电源电压Vbat只低恒定电压Vc的第1输出电压Vo1那样进行工作。恒定电压Vc可以是只能控制P型MOS晶体管11的电压，例如是0.3V。
在输入电源电压Vbat和地之间，串联连接作为控制晶体管的P型MOS晶体管11和高电阻值的电阻12。从该串联连接点输出第1输出电压Vo1。
此外，在输入电源电压Vbat和地之间，串联连接具有规定阻值Rc的电阻14和流过规定恒电流Ic的恒流源电路15。从该串联连接点取得第1基准电压Vref1。该第1基准电压Vref1是比输入电源电压Vbat只低恒定电压Rc×Ic(＝Vc)的电压。
误差放大器13输入第1基准电压Vref1和对应第1输出电压Vo1的第1反馈电压Vfb1，将基于该两个输入的差值的误差信号作为控制信号供给到MOS晶体管11上。由此，按照与第1基准电压Vref1相等那样控制第1反馈电压Vfb1。
其结果，来自串联稳压器10的第1输出电压Vo1变为比输入电源电压Vbat只低恒定电压Vc的电压，因此随着输入电源电压Vbat的变化而变化。
还有，电阻12是用于不管来自串联稳压器10的输出电流断续都可稳定进行控制动作的电阻，可以按照损失小的方式设定为高电阻值。
接着，对DC-DC转换器20进行详细说明。在DC-DC转换器20中，在被输入的第1输出电压Vo1与地之间，串联连接P型MOS晶体管21和N型MOS晶体管22。在这些MOS晶体管21、22的各栅极上供给控制脉宽的开关控制信号(脉宽调制信号)。
将与MOS晶体管21、22的通断相对应的开关电压，从该串联连接点输出，由平滑用线圈Lo、平滑用电容器Co进行平滑后变为第2输出电压Vo2。流过平滑用线圈Lo的输出电流Io由供给第2输出电压Vo2的电路模块等的负荷的大小决定。
MOS晶体管21、22可以按照设置一起截止的死区时间的方式而被控制。由此，可防止产生通过MOS晶体管21、22的贯通电流。
此外，电阻27、电阻28是用于形成DC-DC转换器20的第2反馈电压Vfb2的分压电阻。在该分压电阻27、28上供给第2输出电压Vo2。
误差放大器23输入第2基准电压Vref2和第2反馈电压Vrefb2，输出对应该两个输入的差值的误差信号FB。
振荡器(OSC)24产生用于PWM比较的规定频率(例如约1MHz)的三角波信号CT。PWM比较器25比较误差信号FB和三角波信号CT，产生对应该比较结果的脉宽调制信号Pwm。
预驱动器26是放大脉宽调制信号Pwm，产生驱动MOS晶体管21、22所需要极性的开关控制信号(脉宽调制信号)的元件。
由此，在将来自DC-DC转换器20的第2输出电压Vo2供给到需要的电路模块的同时，将输入电源电压Vbat供给到其它的电路模块31～3n中。
还有在图1中，能够将除DC-DC转换器20的平滑线圈Lo、平滑电容器Co以及电池BAT以外的构成部分集成到一个IC中。此外作为便携设备包括该IC、平滑线圈Lo、平滑电容器Co、电池BAT以及需要的构成要素。
参照附图对该本发明的动作进行说明。
首先，将控制信号CONT供给到串联稳压器10以及DC-DC转换器20上，同时将这些元件设置为动作状态。
在串联稳压器10中，恒电流Ic流过电阻14，将第1基准电压Vref1输入到误差放大器13的一个输入端子上。另一方面，按照第1反馈电压Vfb1与第1基准电压Vref1相等那样控制MOS晶体管11的导通度。将在MOS晶体管11上的电压降保持为大致恒定电压Vc。因此，第1输出电压Vo1随着输入电源电压Vbat的变化按照比输入电源电压Vbat只低恒定电压Vc那样进行变化。
恒定电压Vc是MOS晶体管11的源—漏间的电阻值R和流过这里的电流I的乘积的电压降。即Vc＝R×I。因此，如果电流I增大，则电压降增大，因而第1反馈电压Vfb1减小，由于MOS晶体管11的栅极电压变为更低电平，所以按照减小导通电阻那样进行动作。由此，如果电流I增大则电阻R变小，反之，如果电流I减小则电阻R变大。由该MOS晶体管11的电阻R和电容器30的静电电容C构成等效RC滤波器。该等价RC滤波器发挥着作为可变电阻R的时间常数可变的滤波器的作用。
在DC-DC转换器20中，按照第2反馈电压Vfb2与第2基准电压Vref2相等那样PWM控制MOS晶体管21、22，将第2输出电压Vo2控制为规定的电压值。输出电流Io变为对应将第2输出电压Vo2作为工作电压供给的电路模块的负荷量的大小。
在MOS晶体管21导通时，从输入电源电压Vbat通过串联稳压器10的MOS晶体管11供给输出电流Io。另一方面，在MOS晶体管21截止时，输出电流Io通过MOS晶体管22，不流经MOS晶体管11。
由该MOS晶体管21、22的导通、截止的开关动作，在DC-DC转换器20的输入侧电压，即第1输出电压Vo1上叠加开关噪声。
在本发明中，由串联稳压器10的MOS晶体管11的电阻R和电容器30的静电电容C形成等效RC滤波器。通过该RC滤波器，叠加在第1输出电压Vo1上的开关噪声被减弱，因此出现在输入电源电压Vbat上的开关噪声也与以往相比明显变小。在试验例中，出现在输入电源电压Vbat上的开关噪声，在从DC-DC转换器20产生额定输出电流的情况下(高负荷时)，本发明的电源装置与现有的情况相比，确认减少约3分之一左右(例从60mv到20mv)。
由此，对供给输入电源电压Vbat的其它电路模块31～3n带来的不利影响变小。此外，能够抑制同时集成这些DC-DC转换器20或电路模块31～3n等的IC整体的特性的恶化，也能够减小对装备该IC的便携设备的动作的不利影响。
由于该MOS晶体管11的电阻R根据电流I而改变，所以减小开关噪声的作用由电流I的大小改变。
在低负荷时，由于电流I小所以电阻R变大，噪声除去率进一步变高，能够得到更好的效果。在高负荷时，由于电流I大所以电阻R变小，噪声除去率与低负荷时相比略微变低。
此外，在串联稳压器10中的MOS晶体管11上的损失，与来自电流I和恒定电压Vc之积的电流I成比例，另一方面来自串联调节器10的输出是电流I与第1输出电压Vo1的积。由于第1输出电压Vo1大致恒定，所以在串联稳压器10中的损失率(＝损失(I×I×R)/输出(I×Vo1))大致被维持为恒定。由此，在本发明中，即使将串联稳压器作为缓冲电路插入，作为电源装置的电能转换效率也不会降低很多。
此外，作为开关型DC-DC转换器，也可以采用降压型开关电源电路20A，该降压型开关电源电路20A采用如图2所示构成的线圈L1。
该降压型开关电源电路20A，在线圈L1的输入端侧，在介由作为开关元件的P型MOS晶体管21A供给第1输出电压Vo1的同时，由二极管(例如肖特基二极管)D2连接到地。
线圈L1的另一端，介由二极管(例如肖特基二极管)D1通过平滑电容器C1连接到地，从该电容器C1的另一端输出第2输出电压Vo2。
并且，将第2输出电压Vo2由电阻27A、28A分压，反馈到控制电路29。在控制电路29中，按照被反馈的电压为规定值那样由PWM控制信号通断MOS晶体管21A，输出规定的第2输出电压Vo2。
虽然该图2的例子是降压型开关电源电路20A，但是在采用应用相同线圈的升压型开关电压电路的情况下，同样能够实施本发明。例如，作为升压型开关电源电路，虽然图示省略，但在将第1输出电压Vo1供给到线圈L1的输入端侧的同时，将该线圈L1的输出端侧介由作为开关元件的N型MOS晶体管21B连接到地。将该线圈L1的输出端与N型MOS晶体管21B之间的连接点介由二极管(例如肖特基二极管)D1通过平滑电容器C1连接到地，从该电容器C1的另一端输出第2输出电压Vo2。并且，将第2输出电压Vo2由电阻27A、28A分压，反馈到控制电路29。在控制电路29中，按照将被反馈的电压变为规定值那样由PWM控制信号通断MOS晶体管21B，输出规定的第2输出电压Vo2。
此外，不但第2输出电压Vo2为直流的情况，而且开关电源电路也可以是交流输出。此外，也可以是不用电池，而采用将被AC-DC转换的电压作为输入电源的装置。