用于进行电机驱动的变频器控制装置 及使用该装置的空调器 【技术领域】
本发明涉及一种采用小容量电抗器及小容量电容器的、用于进行电机驱动的变频器控制装置及使用这种变频器控制装置的空调器。
背景技术
图7示出了一种现有的用于进行电机驱动的变频器控制装置，这种变频器控制装置经常被使用在通用变频器等中，用于进行电机驱动。
图7中的主电路由直流电源装置113、变频器3和电机4构成。直流电源装置113由交流电源1、整流电路2、用于构成变频器3的直流电压源并且储存电能的平滑电容器112、和用于改善交流电源1的功率因数的电抗器111。
另一方面，控制电路中包括：根据从外部送来的电机4的速度指令、形成电机4的各相电压指令值的电机电压指令形成装置14；和根据电机电压指令形成装置14中形成地各相电压指令值来生成变频器3的脉宽调制信号的脉宽调制控制装置18。
这里，当交流电源1为220V(交流电源频率为50Hz)、变频器3的输入功率为1.5kW、平滑电容器112为1500μF时，用于改善功率因数的电抗器111为5mH及20mH时的交流电源电流的高次谐波成分和相对于交流电源频率的次数之间的关系如图8中所示，图8同时还示出了IEC(国际电气标准会议)标准。从图8中可以看出，用于改善功率因数的电抗器111为5mH的场合下，3次高次谐波成分大大超过了IEC标准；而在20mH的场合下，一直到40次为止的高次谐波成分都达到了IEC标准(上述现有装置的一例可参照日本变频器驱动手册编委会所编的“变频器驱动手册”，日刊工业新闻社出版，1995年第一版)。
为此，为了在特别是高负载时也能达到IEC标准，需要采取进一步加大用于改善功率因数的电抗器111的电感值等措施。但是这样一来，又会导致变频器装置体积变大、重量增加、制造成本上升等问题。
因此，又有人提出了如图9中所示的直流电源装置，意在抑制用于改善功率因数的电抗器111的电感值增加，降低电源的高次谐波成分，提高功率因数(其中的一例可参考日本专利特开平9-266674号公报)。
在图9中，交流电源1的交流电源电压加到由二极管D1～D4进行桥式连接而形成的全波整流电路的交流输入端子上，其输出通过电抗器Lin对中间电容器C进行充电，中间电容器C的电荷对平滑电容器CD放电，向负载电阻RL供给直流电压。另外，在把电抗器Lin的负载侧和中间电容器C的负电压端加以连接的直流电流通道中设有晶体管Q1，晶体管Q1由基极驱动电路G1加以驱动。
图9中还设有：对基极驱动电路G1施加脉冲电压的脉冲发生电路I1、I2和假电阻Rdm。脉冲发生电路I1、I2分别由用于检测交流电源电压的过零点的电路、和产生脉冲电流的脉冲电流电路构成。上述脉冲电流电路在检测到过零点起到交流电源电压的瞬时值变成等于中间电容器C的两端电压为止的期间内，使脉冲电流在假电阻Rdm中流动。
这里，脉冲发生电路I1在交流电源电压的半周期的前半期间产生脉冲电压，脉冲发生电路I2在交流电源电压的半周期的后半期间内产生出脉冲电压。
另外，在将晶体管Q1置于导通状态、使电流强制地流过电抗器Lin的场合下，为了使中间电容器C的电荷不致于经晶体管Q1发生放电，设置了用于防止逆电流的二极管D5。另外，在中间电容器C的电荷对平滑电容器CD进行放电的通道上，还串联连接有用于防止逆电流的二极管D6和提高平滑效果的电抗器Ldc。
通过采用上述的结构，在交流电源电压的瞬时值不超过中间电容器C的两端电压的部分或者全部相位区间中，通过使晶体管Q1处于导通状态，可以抑制装置体积变大，并可降低高次谐波成分，提高功率因数。
但是，在上述的现有结构中，依然设有大容量的平滑电容器CD和电抗器Lin(在参考文献1中记述了1500μF、6.2mH时的模拟结果)，并且还设有中间电容器C、晶体管Q1、基极驱动电路G1、脉冲发生电路I1、I2、假电阻Rdm、用于防止逆电流的二极管D5、D6和提高平滑效果的电抗器Ldc，因此，还是存在着装置的体积庞大、部件种类多、制造成本高等问题。
【发明内容】
本发明旨在解决现有技术中存在的上述问题，其目的在于提供一种体积小、重量轻、制造成本低的用于进行电机驱动的变频器控制装置。
为了解决上述问题，本发明的用于进行电机驱动的变频器控制装置中包括：以交流电源为输入的整流电路、将直流电源变换成交流电源的变频器和电机，所述整流电路包括：二极管桥式整流电路、和与所述二极管桥式整流电路的交流输入侧或者直流输出侧相连接的容量极小的电抗器，所述变频器的直流母线之间设有容量极小的电容器。所述变频器控制装置中还设有：检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；当从所述PN电压检测装置得到的、所述变频器的直流电压检测值超过预先设定的阈值时，将交流电源的输入加以切断的交流输入断路装置；根据从外部送来的电机速度指令值、形成所述电机的各相电压指令值的电机电压指令形成装置；通过把预先设定的所述变频器的直流电压基准值与从所述PN电压检测装置得到的、所述变频器的直流电压检测值加以比较，导出PN电压补正系数的PN电压补正装置；和通过将由所述电机电压指令形成装置得到的各相电压指令值和所述PN电压补正装置的输出值PN即电压补正系数进行相乘、对各相电压指令值进行补正的电机电压指令补正装置。
通过采用上述的构成，可以通过小容量电抗器及小容量电容器来实现体积小、重量轻、制造成本低的用于进行电机驱动的变频器控制装置，且即使在变频器直流电压发生大幅度变化、电机的驱动变得困难或者不可能的场合下，变频器也能使加到电机上的电压基本保持一定，从而维持电机的驱动，而且还可以防止因交流电源电压的异常上升周围的电路部件被损坏的情况发生。
本发明产生的技术效果如下。本发明通过采用小容量电抗器及小容量电容器实现了体积小、重量轻、制造成本低的用于进行电机驱动的变频器控制装置，且即使在变频器直流电压发生大幅度变化、电机的驱动变得困难或者不可能的场合下，变频器也能使加到电机上的电压基本保持一定，从而维持电机的驱动，而且还可以防止因交流电源电压的异常上升损坏周围的电路部件，起到了可以提高系统可靠性的效果。
下面将本发明的具体实施方式概述如下。本发明的第1方案中的用于进行电机驱动的变频器控制装置包括：以交流电源为输入的整流电路、将直流电源变换成交流电源的变频器和电机，所述整流电路包括：二极管桥式整流电路、和与所述二极管桥式整流电路的交流输入侧或者直流输出侧相连接的容量极小的电抗器，所述变频器的直流母线之间设有容量极小的电容器。所述变频器控制装置中还设有：检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；当从所述PN电压检测装置得到的、所述变频器的直流电压检测值超过预先设定的阈值时，将交流电源的输入加以切断的交流输入断路装置；根据从外部送来的电机速度指令值、形成所述电机的各相电压指令值的电机电压指令形成装置；通过把预先设定的所述变频器的直流电压基准值与从所述PN电压检测装置得到的、所述变频器的直流电压检测值加以比较，导出PN电压补正系数的PN电压补正装置；和通过将由所述电机电压指令形成装置得到的各相电压指令值和所述PN电压补正装置的输出值PN即电压补正系数进行相乘、对各相电压指令值进行补正的电机电压指令补正装置。这样，采用小容量电抗器及小容量电容器实现了体积小、重量轻、制造成本低的用于进行电机驱动的变频器控制装置，且即使在变频器直流电压发生大幅度变化、电机的驱动变得困难或者不可能的场合下，变频器也能使加到电机上的电压基本保持一定，从而维持电机的驱动，而且还可以防止因交流电源电压的异常上升损坏周围的电路部件。
第2方案具体为，在第1方案中的用于进行电机驱动的变频器控制装置中，还设有与小容量的电容器并联连接的过电压保护装置，在变频器紧急停止操作时，所述过电压保护装置将发生操作。这样，可以抑制电机停止时的感生能量引起直流电压猛增的现象。
第3方案具体为，在第1～2方案中的用于进行电机驱动的变频器控制装置中，从外部送入的电机速度指令值求出的变频器工作频率被避免持续地固定在交流电源频率的偶数倍的共振频率上以及以所述共振频率为中心、其左右具有预先设定的频率宽度的频率范围内。这样，可以避免变频器频率和交流电源频率之间发生共振现象，从而可以防止电机的操作出现不稳定，实现稳定的驱动。
第4方案具体为，在第1～3方案中的用于进行电机驱动的变频器控制装置中，所述小容量电抗器及对所述小容量电容器的组合被确定为这样，即小容量电抗器和小容量电容器的共振频率比交流电源频率大40倍。这样，可以抑制交流电源电流中的高次谐波成分，达到IEC标准。
【附图说明】
图1为本发明的第1实施例中的用于进行电机驱动的变频器控制装置的系统结构框图，
图2为表示本发明的第1实施例中的PN电压补正系数的导出方法的特性图，
图3为本发明的第1实施例中的交流输入断路装置中的运算流程图，
图4为本发明的第2实施例中的用于进行电机驱动的变频器控制装置的系统结构框图，
图5为表示本发明第3实施例的用于进行电机驱动的变频器控制装置中的第1操作结果的特性图，
图6为表示本发明第3实施例的用于进行电机驱动的变频器控制装置中的第2操作结果的特性图，
图7为现有的用于进行电机驱动的变频器控制装置的系统结构框图，
图8中的特性图示出了现有的用于进行电机驱动的变频器装置中的、交流电源电流的高次谐波成分和相对于交流电源频率的次数之间的关系，
图9为现有直流电源装置的方框图。
上述附图中，1为交流电源，2为整流电路，3为变频器，4为电机，11为小容量电抗器，12为小容量电容器，13为过电压保护装置，14为电机电压指令形成装置，15为PN电压检测装置，16为PN电压补正装置，17为电机电压指令补正装置，18为脉宽调制控制装置，19交流输入断路装置。
【具体实施方式】
下面参照附图对本发明的一些实施例进行阐述。需要说明的是，这样的实施例对本发明不产生限定作用。
(实施例1)
本发明的第1实施例中的用于进行电机驱动的变频器控制装置的系统构成如图1中所示。
图1中的主电路中包括：交流电源1、将交流电源变换成直流电源的二极管桥式整流电路2、电抗量为2mH或更小的小容量电抗器11、电容量为100μF或更小的小容量电容器12、将直流电源变换成交流电源的变频器3、和由变频器3变换出来的交流电源加以驱动的电机4。
另一方面，控制电路中包括：根据从外部送入的电机4的速度指令ω*形成电机4的各相电压指令值的电机电压指令形成装置14、用于检测变频器3的直流电压值的PN电压检测装置15、PN电压补正装置16、电机电压指令补正装置17和脉宽调制控制装置18。PN电压补正装置16通过将预先设定的变频器3的直流电压基准值与从PN电压检测装置15得到的变频器3的直流电压检测值进行除法运算，导出PN电压补正系数；并在直流电压检测值处于零或零以下的场合下，将预先设定的PN电压补正系数的最大值设定为PN电压补正系数。电机电压指令补正装置17通过把从电机电压指令形成装置14得到的各相电压指令值和PN电压补正装置16的输出值亦即PN电压补正系数相乘，对各相电压指令值进行补正。脉宽调制控制装置18为变频器3产生出脉宽调制信号，所述脉宽调制信号能够将电机电压指令补正装置17形成的电机电压指令补正值加到电机4中。
下面对具体操作过程进行说明。
电机电压指令形成装置14通过下面的公式(1)中的运算过程形成各相电压指令值vu*、vv*和vw*。
公式1：
vu*=Vmsinθ1vv*=Vmsin(θ1-2π/3)vw*=Vmsin(θ1+2π/3)---(1)]]>
这里，Vm为电机电压值，θ1通过把速度指令ω*进行时间积分而导出，如下面的公式(2)所示。
公式2：
θ1＝∫ω*dt …(2)
图2为本发明中的PN电压补正装置16的第1实施例，PN电压补正装置16通过预先设定的变频器3的直流电压基准值Vpn0和从PN电压检测装置15得到的、变频器3的直流电压检测值vpn，借助下面的公式(3)导出PN电压补正系数kpn。
公式3：
kpn=Vpn0Vpn+δ0---(3)]]>
这里，由于在本发明中使用的是小容量电容器，直流电压检测值vpn有可能为零，为了防止除数为零，需要设定一个微小项δ0。
除了在公式(3)中设置微小项δ0的方法之外，还可以在直流电压检测值vpn为零以下时将预先设定的PN电压补正系数的最大值设定为PN电压补正系数kpn，这样也可以防止被零除的情况发生。
亦即，可以使用下面的公式(4)来导出PN电压补正系数kpn。
公式4：
kpn=kpn_max(vpn≤0)Vpn0/vpn(vpn>0)---(4)]]>
这里，kpn-max为预先设定的PN电压补正系数的最大值。
另外，使用下面的公式(5)，可以通过电机电压指令补正装置17从各相电压指令值vu*、vv*和vw*以及PN电压补正系数kpn导出电机电压指令补正值vuh*、vvh*和vwh*。
公式5：
vuh*=kpn·vu*vvh*=kpn·vv*vwh*=kpn·vw*---(5)]]>
采用以上的方法，可以通过小容量电抗器及小容量电容器来实现体积小、重量轻、制造成本低的用于进行电机驱动的变频器控制装置，且即使在变频器直流电压发生大幅度变化、电机的驱动变得困难或者不可能的场合下，变频器也能使加到电机上的电压基本保持一定，从而维持电机的驱动。
下面对交流输入断路装置19的操作情况进行说明。
本发明中的电容器12由于使用的容量极小的器件，故交流电源电压发生瞬时变化时，这样的变化也将直接反映在变频器直流电压中。
举例来说，当交流电源电压的额定值从200V变化到250V的场合下，变频器的直流电压大约从280V猛增到350V以上。因此，在设计外围的电路时，必须设想到这样的电压变化，在部件耐压中留出一定的余量。但这样一来，变频器本身以及设置在变频器的母线间的外围部件的耐压量必然要提高，对制造成本也会产生不利影响。
为此，在本发明中，当从PN电压检测装置15得到的变频器3的直流电压检测值超过预先设定的阈值时，由交流输入断路装置19将交流电源输入短时间地切断，这样就可以避免变频器直流电压出现猛增，从而无需将变频器3及其他外周电路的耐压量提高到超过必要的程度。
另外，无论电机的操作状况如何、即无论是在驱动过程中还是在停止状态下，都可以将变频器直流电压抑制在正常范围内。
图3为交流输入断路装置19中进行的具体计算过程。
当从PN电压检测装置15得到的变频器3的直流电压检测值vpn被输入(S1)后，使之与阈值进行比较(S2)；如果超过阈值，则将计时计数器清零(S6)，然后切断交流输入(S7)。
即便在变频器3的直流电压检测值vpn比阈值低的场合下，如计时计数值未超过规定的时间(S4)，则维持交流输入的断路状态，以防止输入状态出现波动；如果计时计数值已超过规定的时间，则使交流输入恢复(S5)。
PN电压检测装置15中最好设有用于消除噪声的低通滤波器，而且这样的低通滤波器可以用微电脑及数字信号处理器等运算装置来构成数字滤波器，这样可以对降低制造成本更加有益。
(实施例2)
本发明的第2实施例中的用于进行电机驱动的变频器控制装置的系统结构如图4所示。图4中的主电路是在实施例1的电路中增加了过电压保护装置13。
过电压保护装置13可以是浪涌吸收器等电压吸收元件、气体放电器(gas arrestor)等电压放电元件、或者其他能够抑制电压上升的元件。
在本实施例中，直流电压在正常操作过程中被抑制在过电压保护装置13不发生操作的电压上，只是在有必要对变频器3进行保护的紧急停止时才使过电压保护装置13发生操作，这样，既可以实现很高的可靠性，又可以使过电压保护装置13中的部件寿命也可以延长。
(实施例3)
下面阐述本发明中设定变频器工作频率的具体方法。
本发明的用于进行电机驱动的变频器控制装置中由于使用的是小容量电容器，故变频器直流电压会象图5中所示的那样以交流电源频率fs的2倍频率发生很大的脉动。
因此，当根据从外部送入的电机速度指令ω*求出的变频器工作频率f1处于交流电源频率fs的偶数倍的时候，将会与变频器直流电压发生脉动的频率(交流电源频率fs的2倍频)发生同步，出现共振现象。
图6为变频器工作频率f1为交流电源频率fs的2倍时的操作结果。如该图中所示，变频器工作频率f1与变频器直流电压发生脉动的频率同步，发生共振现象，电机电流中将被叠加上负的直流成分。
这样，电机中将会发生制动转矩，从而会产生输出转矩减少及电机损耗增加等不利影响。
另外，此时的各种工作条件为，小容量电抗器的电感值为0.5mH，小容量电容器的容量为10μF，交流电源电压为220V(50Hz)，变频器工作频率为100Hz(这里，由于电机的极数为2极，故变频器工作频率和电机速度指令值相等)，变频器载波频率为5kHz。
为此，在设定变频器工作频率f1的时候，需要避免变频器工作频率f1被持续地固定在公式(6)中所示的场合下。
公式6：
f1＝2nfs±Δf …(6)
这里，n为整数，Δf为预先设定的频率宽度，这一频率幅度Δf被设定成能够基本上减轻上述共振现象的影响。
另外，当变频器工作频率f1超过公式(6)中求出的共振频率的场合下，在加速或者减速等过渡状态下需要使变频器工作频率f1发生快速改变，以避免固定在共振频率上的情况发生。
另外，频率宽度Δf也不是必须进行设定的，在某些工作状况(轻负载时等)下也可以不设定(此时可以将Δf视为零)。
通过采取上述措施，可以避免变频器频率和交流电源频率之间的共振现象，防止电机的操作出现不稳定，从而可以实现稳定的驱动。
(实施例4)
下面对确定本发明中的小容量电容器及小容量电抗器的标称值的具体方法进行说明。
在本发明的用于进行电机驱动的变频器控制装置中，为了抑制交流电源电流的高次谐波成分，达到IEC标准，小容量电容器和小容量电抗器的组合被确定为这样，即小容量电容器和小容量电抗器和的共振频率fLC(LC共振频率)大于交流电源频率fs的40倍。
这里，如果小容量电容器的容量为C(单位：F)，小容量电抗器的电感值为L(单位：H)，则LC共振频率fLC可用以下的公式(7)来表示。
公式7
fLC=12πLC---(7)]]>
换句话说，在确定小容量电容器和小容量电抗器的组合时，使fLC满足fLC＞40fs(其理由在于，IEC标准中对于交流电源电流的高次谐波成分规定到了第40次高次谐波)。
这样，通过选定小容量电容器及小容量电抗器的组合，就可以抑制交流电源电流中的高次谐波成分，满足IEC标准。
另外，上面的实施例1至实施例4中描述的本发明可以适用在通过变频器电路驱动电机的变频器控制装置中，如装有变频器电路的空调器、电冰箱、洗衣机、干衣机、吸尘器、鼓风机、热泵热水器等中。通过使这些产品中的变频器装置的体积变小、重量减轻，可以提高产品的设计自由度，降低产品的造价。
综上所述，本发明中的用于进行电机驱动的变频器控制装置通过采用小容量电抗器及小容量电容器实现了体积小、重量轻、制造成本低等优点，即便在变频器直流电压发生大幅度变动、电机的驱动变得困难或者不可能的场合下，也可以通过PN电压补正装置使加到电机上的电压基本保持一定，从而能够维持对电机的驱动；另外，还可以防止交流电源电压出现异常上升、损坏周围电路部件的现象发生，系统的可靠性可望得到提高。因此，本发明不但可以适用于空调器中的压缩机驱动电机那样的不能使用脉冲发生器等速度传感器的场合下，而且还可以适用于伺服驱动机构等设有速度传感器的场合下。