具有三相功率因数校正的集成变换装置.pdf

(5)具体实施方式

图3为本发明较佳实施例的功率变换器电路图。在图3中，当三相交流
输入电源ua，ub，uc正常时，控制开关S0不导通，该变换器可以简化成如
图4(a)所示的AC/DC变换器，其中控制开关S0是为一直流硅控管。而当三相
交流电源ua，ub，uc失败时，直流硅控管S0导通，本发明的集成变换装置
则可以转化成如图5所示的简化的DC/DC变换器。因此，本发明的功率变换
器集成如图4(a)所示的AC/DC变换器和如图5所示DC/DC变换器两种变换器
的功能。由于AC/DC变换器和DC/DC变换器的主要开关功率元件S1，S2(是分
别代表权利要求中所述的第一开关元件、第二开关元件)和快速恢复二极管
D7，D8(是分别代表权利要求中所述的第一二极管、第二二极管)是共用的。
因此，本发明的功率变换器具有低成本，高功率密度的优点。

图4(a)所示的AC/DC变换器主要由滤波器，电感La，Lb，Lc，整流二极
管D1至D6组成的整流电路、主开关元件S1，S2、快速恢复二极管D7，D8和
电容器C1，C2(是分别代表权利要求中所述的第一电容、第二电容)等组成。

由于中线N的引入，图4(a)所示的拓扑可以分解为图4(b)、(c)所
示完全独立的两个部分上半桥和下半桥。

很显然，通过设计La，Lb和Lc的电感量，并通过采用不同的控制策略
可以使图4(a)所示的电路拓扑工作在电感电流连续、电感电流断续和电感电
流临界连续等3种工作模式。为了使变换器工作时具有较高的效率和较低的
输入电流谐波，在本发明的集成变换装置中，采用的控制策略，使得La，Lb
和Lc操作在临界电流连续的工作模式。在这种控制模式中，主开关元件S1
和S2的导通时间在每个输入电压周期中是保持恒定的。

控制策略如图6所示：上半桥的线电流id1被用来控制功率元件S1导通
和截止。当id1到0的时候主开关元件S1导通，在导通时间Ton1结束的时
候主开关元件S1截止，导通时间长短Ton1由调节器参数决定。同样的下半
桥的线电流id2被用来控制主开关元件S2导通和截止。当id2到0的时候S2
导通，在导通时间Ton2结束的时候主开关元件S2截止。通常在PFC变换器
中调节器的反应速度是很慢的，在一个工作周期(duty cycle)的内功率元
件的导通时间Ton认为是恒定的。此外，Ton1和Ton2的时间是一样的。

假设三相输入电压为：

V a ( θ ) = 2 V rms sin θ ]]>

根据临界电流连续的工作模式，PFC变换器操作模式被分成12个阶段。

下面以θ＝0-π/6为例来阐述该PFC变换器的运行原理，此时
V_c(θ)＞V_a(θ)＞0，V_b(θ)＜0，且id1＝ia+ic，id2＝-ib。

上半桥的操作波形如图7：在t1时刻，电感La，Lc的电感电流iLa，iLc
均为0，主开关元件S1开始导通。电感La，Lc分别在Va，Vc的作用下开始
储能，电感电流iLa，iLc线性增长。到达t2时刻，主开关元件S1的导通时
间等于Ton1导通时间长短由调节器参数决定。在t2时刻，主开关元件S1开
始截止，储存的电感能量分别在V₀₁-Va，V₀₁-Vc的作用下开始释放，电流iLa，
iLc线性下降。由于V₀₁-Va大于V₀₁-Vc，电感La储存的能量释放得快。在t3
时刻，电流iLa到达0，而电流iLc不为0，电流iLc继续线性下降电感上的
能量逐渐被释放掉。在t4时刻，电流iLc到达0，电感上的能量释放完毕。
开关元件又被导通，开始新的一个开关周期。从图中看到，在t3-t4之间电
感电流iLa是保持在0上。也就是说：在θ＝0-π/6这个区间内的每一个开关周
期，电感电流iLa都是工作在电流断续模式，而iLc工作在电流临界连续模
式。很显然，在θ＝0-π/6这个区间内C相的输入电流将会很好的跟踪C相的输
入电压波形。以上是上半桥在θ＝0-π/6这个区间内的某个时刻一个开关周期的
操作波形。

下半桥的操作波形如图：在t1时刻，下半桥的母线电流id2为0，主开
关元件S2开始导通。电感Lb在输入电压Vb的作用下开始储能，电感电流iLb
线性增长。到达t2时刻，主开关元件S2的导通时间等于Ton2，主开关元件
S2开始截止，储存的电感能量在V02-Vb的作用下开始释放，电流iLb线性下
降。在t3时刻电流iLb下降到0，主开关元件S2将被导通，开始新的一个开
关周期。从上面的分析可知，在该区域θ＝0-π/6内B相的输入电流是很好地跟
踪B相的输入电压波形。

同理，另外的11个阶段也是根据阶段1这样的分析，在此不一一阐述。

根据这种策略，详尽分析了θ＝0-π/6这个区间内的工作波形。可知流过
电感La的电流将具有如下特征：

在图8的π/66到5π/6正半周电压幅值A相大于B，C两相的电压，在7π/6
到11π/6期间，负半周电压的幅值也是大于B，C两相的电压，A相工作在临界
电流连续模式，因此S1(S2)的截止时间仅由输入相电压Va决定。这样ia
在每个开关周期的平均电流将只由其相电压决定，而电压Vb和Vc将对它没
有任何影响。显然，在此期间A相的输入电流将是一紧密跟随电压Va的正弦
电流。

在图8的0到π/6(π到7π/6)期间和5π/6到π(11π/6到π)期间，主
开关元件S1(S2)的截止时间不再由输入相电压Va决定，而是分别由相电压
Vb和Vc决定。这样ia工作在电流断续模式，因此，在每个开关周期的平均
电流将不再跟随其自身的相电压，而由其他相的电压决定。在这两段时间里，
A相的输入电流将有一定程度的畸变。

根据上述分析，每相的输入电流在大部分时间内是完全跟随其相电压的，
是完全的正弦波，而仅在一小段时间内，输入电流将有一定程度的畸变。因
此，采用电流临界连续控制策略。图9是一个在工作频率周期的内的输入电
流仿真波形。从输入电流波形看到图4(a)所示的拓扑将具有很好的功率因
数校正功能。

实验表明在输入相电压为220V，输出电压为800V，额定功率5KW输出时，
输入电流的总谐波畸变率为7％左右，完全可以满足各国关于电气装置输入电
流谐波的标准。图10是在上述情况下，其中一相的输入电流实验波形。

图5所示的DC/DC变换器主要由电瓶，电感L，主开关元件S1，S2、快速
恢复二极管D1，D2和电容器C1，C2等组成。显然，这种变换器就是典型的
三电平Boost变换器，其操作原理可以简述如下：

操作原理：

根据输入电压是高于还是低于一半的输出电压，该变换器可以操作在两
个不同的区域。图5中iL是电感L上的电流，V01和V02分别是电容C1和C2
上的电压。一般在分析该变换器时可以假定，而定义输出电压V₀＝V₀₁+V₀₂。

区域1(Vin＜Vo/2)

请参阅图11，t0是一个开关周期的开始，此时主开关元件S1闭合，从
而主回路中的两个功率开关都处于导通状态。同传统的Boost变换器一样，
电感L在输入电压Vin作用下开始储能。到达t1时刻，主开关元件S2截止，
使电感电流iL流经电路下边的输出电容C2和二极管D8。因此，此时施加在电
感上的放电电压是V₀₂-Vin。在t2时刻，也就是在t0+Ts/2时，主开关元件S2
导通，电感L再次在输入电压作用下充电。在t3时刻，主开关元件S1截止，
电感电流iL将流经D7，C1和S2，再次在V₀2-Vin的作用开始放电。由于在一
个周期内，电感L电流轮流地为电容C1和C2充电，因此只要控制好时间t1和
t3，就能容易地控制好电容C1和C2上的电压。

区域2(Vin＞Vo/2)

请参阅图12，t0是一个开关周期的开始，此时开关S1闭合而主开关元
件S2仍然保持为截止，电感电流iL流经S1，C2和D8，在电压Vin-V₀₂的作
用下建立起电感电流iL。在t1时刻，主开关元件S1截止，将迫使电感电流
iL流经D7，C1，C2和D8，这样在电压V0-Vin的作用下，电感电流iL将降
低。在下半个周期里，主开关元件S2将重复上述行为。

从上面的操作机制可看到：电感电流的工作频率是开关元件工作频率的
两倍，因此电感的尺寸可以减小。

前面已经叙述了AC/DC和DC/DC变换器的工作原理。下面将阐述本发明
的集成变换装置在AC/DC和DC/DC工作模式之间是如何实现切换的如图3所
示。

为了阐述方便，首先假定三相交流电源已经掉电，在掉电的瞬间，集成
变换装置需要从AC/DC操作方式切换到DC/DC操作方式。这时，在直流硅控
管S0门极上加上信号，使的导通，同时封锁PFC控制器产生的脉冲信号，这
样只有DC/DC控制器产生的脉冲直接作用到功率开关S1和S2上，使本发明
的集成功率变换器操作在DC/DC变换器的方式。

而当三相交流电源恢复正常时，本发明的集成变换装置就需要从DC/DC
工作模式切换到AC/DC的工作模式。在这种情况下，为了使直流硅控管S0可
靠地截止，一方面需要去掉加在直流硅控管S0闸极上的控制信号，另一方面
将同时封锁PFC控制器和DC/DC控制器产生的脉冲信号一段时间，即开关元
件S1和S2将同时截止一段时间，这段时间将保证电感L上储存的能量在电
压Vin-V0的作用下释放完毕，使电感L上的电流回到零，保证直流硅控管可
靠地截止。这时，集成控制器的主回路已经转换成图4(a)所示的拓扑。再将
PFC控制器产生的脉冲信号直接作用到功率开关S1和S2，本发明的集成变换
装置便操作在AC/DC变换器的工作方式。

本发明的集成变换装置在正常工作时，监控系统检测到三相交流输入电
源正常时，直流硅控管被截止，同时DC/DC控制器产生的PWM信号被封锁掉，
这时集成变换装置用作AC/DC变换器，在PFC控制线路的作用下操作在临界
电流连续的工作模式，实现PFC校正的功能。当三相交流电源掉电时或故障
时，直流硅控管被导通，DC/DC变换器工作，电池电压经过DC/DC变换成高压
直流电，作为逆变器的前端输入。总的，该监控系统能够保证AC/DC变换器
和DC/DC变换器，不能一起同时工作。根据实际的状况，工作在其中的一种
变换的模式。

显然，该集成变换装置的优点有：

1，AC/DC变换器和DC/DC变换器这两种工作模式集成在一块。

2，主电路和控制电路很简单。

3，由于主回路被中线一分为二，开关元件的电压应力不是很高，可以
用耐压500V的MOSFET。

4，在AC/DC变换器工作时，输出二极管上的电压应力很小，因为没有
反向恢复问题。

5，输入电流的THD很小，总的谐波含量能够满足各国关于电气装置的
谐波标准。

6，该集成变换装置的效率很高。

7，由于输入有中线存在，该集成变换装置特别适合于逆变器是半桥架
构的UPS系统。

8，在DC/DC变换器工作时，可以采用三电平技术，能够使电感L的尺
寸比传统的要小很多。

另外，在具体实现该集成变换装置的时候，还发明了简单实用的正弦波
取样电路。该电路能够取样到在三相电网作为输入时所需要的六分频正弦波
形，能够很巧妙的应用到该集成变换装置的中。正弦波取样电路如图13所示：

ua，ub，uc分别是电网三相电源。运算放大器OP晶片的地舆中线接到
一起。运算放大器OP的输出端送到AC/DC变换器的控制器上。它的工作原理
如下：

本发明在AC/DC变换器工作时采用了临界电流连续模式控制具有很好的
功率因数校正功能。在此，采用ST L6561等临界电流连续模式的控制芯片。
由于该芯片是专门为单相输入，小功率设计的。因此，当输入为三相电网的
时候就需要采用本发明中所提到的正弦波取样电路，如图13所示。该取样电
路是利用一个运算放大器OP，其负端输入端分别电连接三组电阻(R1，R2，R3)
与二极管(D1，D2，D3)的串连电路。且电阻R4电连接于运算放大器OP的负
端输入端与输出端Pin3之间。其工作原理分两个状态描述如下：(为叙述方
便，以下半桥为例)

状态1：在母线上仅有一相电源ub的电流流过下半桥上的母线，如
θ＝0-π/6id2＝-ib。在这个阶段，母线上的峰值电流跟随ub上的电压波形。
而在上半桥母线上的峰值电流id1＝ia+ic，峰值电流id1也应该跟随Va+Vc的
电压波形。考虑到：Va+Vb+Vc＝0。故峰值电流id1也应该跟随Vb的电压波形。

同样的，在状态2：在母线上有二相电源Va，Vc电流流过下半桥上的母
线如(7π/6-π)i_d2＝i_a+i_c，在这个阶段，母线上的峰值电流id2跟随Va+Vc
上的电压波形。而在上半桥母线上的峰值电流id1＝ib，峰值电流id1跟随Vb
的电压波形。考虑到：Va+Vb+Vc＝0。故峰值电流id2也应该跟随Vb的电压波
形。基于上述分析：

母线上的电流I_d^ref(θ)表述为：

此处，k是一个常数。通常，可表述为：

I d ref ( θ ) = k × max ( | V a ( θ ) | , | V b ( θ ) | , | V c ( θ ) | ) , ]]>在(|V_a(θ)|，|V_b(θ)|，|V_c(θ)|)取其中值最大的一
项。

该发明的正弦波取样电路适用于输入三相四线功率因数变换器，不仅仅
可以用在临界电流模式控制，还可以用在电流断续模式和电流连续模式。