时钟和数据恢复单元 【技术领域】
本发明涉及一种时钟和数据恢复单元及被提供用于数据脉冲恢复的时钟和数据恢复方法，其中，数据脉冲在传输线路/信道上已遭受严重的噪声干扰。
背景技术
传输信道的频带限制导致接收器的数据信号经受由码间干扰(ISI)所致的失真。所接收的信号本身既包含确定的也包含随机的边界噪声。
本发明的时钟和数据恢复单元在非常严重的噪声环境中提供一种数据地可靠恢复，并可在多信道应用(多通道应用)中使用。即使当所接收的数据信号仅有一个小的眼图张开度时，所得到的误码率也是非常低的(误码率BER＜10^-15)。
对于高速数据传输，现在更加迫切需要收发器模块具有高速度、低误码率(误码率BER)及长距离。依据信道和传输媒介，必须在千兆赫范围例如2.488Gbit/s至10Gbit/s内传输数据，并尽可能具有小的误码。
收发器模块内的数据恢复电路被称为时钟和数据恢复单元(CDR)。按照现有技术，有两个用于数据恢复的基本方案，也就是，相位校准和相位拾取。
图1示出了按照现有技术的在数字接收器中使用的时钟和数据恢复单元。
由时钟振动，数据信道的频带限制，码间干扰(ISI)同时还有信道之间的反射和串音引起的有效的可用信号眼图张开度仅约为35％或甚至比每个数据存储单元小，使得在3.125Gbit/s的实际位数据流(NRZ＝不返回到零)中调制数据在每个具有112ps长度的单位时间(UI)仅具有一个信号眼图张开度，而剩下的存储单元被时钟振动、码间干扰(ISI)及反射所干扰。
在按照现有技术描述的相位调节(相位校准)方法中，一个锁相环(PLL)被用作在接收信号(存储单元)的信号眼图中点设定采样时间。通常用作恢复和同步的边沿控制D触发器在时钟输入的上升沿上采样在D输入上采用的数据。
图2示出了按照现有技术的基于PLL的时钟恢复系统。
在按照现有技术用简单术语描述的相位拾取方法中，通过并联连接两个或更多的D触发器来过采样输入信号，这些D触发器由分级式时钟相位来计时。为了实现数据恢复，控制电路然后选择其时钟相位代表眼图中点最佳采样时间的D触发器的输出。
两种传统的方法均能以大大不同的方式实现。不同类型的两个多相电路或锁相环PLL能用于实施相位校准方法和相位拾取方法。
按照现有技术描述的两种传统方法都需要一个相位检测器PD，其相对于在时钟和数据恢复单元内的时钟相位Φclk确定输入数据信号的相角φ。可以将数字相位检测器PD当作边沿控制转换机构，为其一方面提供接收信号，另一方面提供时钟相位，并且其通过国际级转换来检测相角φ。这种数字相位检测器PD的一个基本缺点就是所接收的信号经常由于传输信道中各种不可避免的影响(如反射，衰减、信道串音和码间干扰(ISI))而失真或受到干扰，。
在现有技术的传统的相位调节方法中，提供一种数字相位检测器PD，其中所接收的数据信号直接作用于边沿灵敏输入，使得上述的信号干扰通常导致相角φ的错误确定。如果他们不是非常频繁地出现，那么这些错误的确定能通过使用惰性控制系统来充分抑制，使得信号干扰不会立即导致锁相环PLL解锁。然而，即使在采用惰性控制系统时相角φ的错误的确定也导致振动聚集的降低，这样使得为了得到相同的误码率BER，与在具有对上述的信号干扰更不敏感的相位检测器PD的情况下相比，所接收的数据信号需要具有更大的信号眼图张开度。惰性控制系统还有一个缺点是锁相环PLL需要更长的时间来锁定。
在传统的相位校准方法中，以数据速率DR进行数据检测(恢复)。相位校准的控制环不必实现BER＜10^-15，但恢复式触发器必须具备合适的稳定性。触发器的亚稳定性导致数据恢复的错误判定。
为了避免现有技术的相位拾取CDR中的相位调节方法的这些缺点，相位信息不从所接收的数据输入信号中直接得到，而是对所接收的数据信号过采样，相角φ从过采样的信号中导出。
图3a，3b示出了按照现有技术描述的相位拾取数据恢复系统。
在图3a所示的相位拾取数据恢复系统中，多时钟相位在多个位置采样所接收的串行数据流的每一个数据位。相位拾取数据恢复系统检测数据转换并拾取数据样本，该数据样本离所检测的数据转换最远。当进行确定时在图3a所示的相位拾取数据恢复系统通过延迟数据样本采用一个前馈环。由于缺少稳定性限制，因此该相位拾取方法得到非常高的带宽及基于循环-循环(cycle-cycle-basis)跟踪相位移动。然而，该轨迹只能依据过采样的程度在定量步骤上出现。该相位拾取判定导致某些等待时间。
按照现有技术描述的传统的相位校准方法和相位拾取方法的一个主要缺点就是所接收的数据信号仅有一小部分被有效地用于判定，其中可用的信号部分由时钟边沿的位置和判定电路的设定和维持时间来限定。为了避免导致亚稳定性及不确定逻辑值的、违反判定电路的启动和维持时间，这样执行判定电路，使得其启动和维持时间尽可能的小。因此，实际上进行测定的时钟边沿周围的信号部分非常短，从而所测定的信号能量非常低。高频干扰如高频噪声尤其在非常小的信号眼图处导致增加的误码率(BER)。不期望的高频噪声可能出现在时钟和数据恢复单元的供电电压上，或者与所接收的数据信号一起被施加。
由于所采样的信号具有小的信号能量，因此为了避免时钟和数据恢复单元的灵敏性，已经知道采用电流积分接收器。在与存储单元的单位时间间隔UI对应的期间，在该电流积分接收器中微分数据输入信号被积分。在存储单元的末端测定电流积分是正还是负以恢复数据位。然而，在可用的信号眼图张开度仅在所接收的存储单元的35％或更小的范围内的通讯系统中，不能使用电流积分接收器，这是因为失真的和受干扰的信号部分在可用信号眼图张开度之外。
图4示出了传统的现有技术的在时钟和数据恢复单元中使用的二进制相位检测(BPD)电路，其中采用相位拾取方法。所接收的数字数据信号由产生数据样本Si的过采样单元进行过采样。EXOR门比较相邻的数据样本Si以判定是否出现数据转换。EXOR门在输出侧被连接到求和装置上以计算输入串行数据位流和参考时间之间的相位差Δφ。将二进制相位检测器BPD的输出信号施加到环路滤波器上。该环路滤波器是一具有下列开环转移函数的低通滤波器(LPF)：
φoutφin=A0(DD)1+swp+A0(DD)--(1)]]>
其中，DD是所接收的串行数据位流的数据密度。
图5示出了用于传统的低通环路滤波器(LPF)的图4所示的按照现有技术描述的数据和恢复单元的回路增益。
从图5中可以看出，当所接收的串行数据位流的数据密度DD降低时，回路增益降低。
图6a示出了具有一个图4所示的二进制相位检测器BPD的传统的时钟和数据恢复单元的相位检测器增益PDG。如图6a所示，所接收的串行数据位流的数据密度DD越低，即所检测的数据转换的数量越低，相位检测器增益PDG越小。所接收的串行数据位流的数据密度DD越低，包括调节要恢复的时钟信号的相位的信息的数据转换的数量越低。
【发明内容】
因此，本发明的目的是提供一种时钟和数据恢复单元及用于恢复所接收的串行数据流的方法，所述的时钟和数据恢复单元和所述方法对所接收的串行数据位流的数据密度DD的变化不敏感。
该目的由具有独立权利要求1的特征的时钟和数据恢复单元来实现。
图6b示出了按照本发明优选实施例的时钟和数据恢复单元的相位检测器增益。
本发明提供了一种恢复所接收的串行数据位流的时钟和数据恢复单元，具有：
(a)相位调节装置，用于调节所接收的数据位流的单位时间间隔(UI)的中点上的采样时间，其中该相位调节装置包括：
(a1)产生等距参考相位信号的装置；
(a2)相位插入单元(PIU)，其响应一旋转控制信号而用一个预定的粒度将所产生的参考相位信号旋转。
(a3)过采样单元(OSU)，用于根据所旋转的参考相位信号按照预定的过采样率(OSR)过采样所接收的数据流；
(a4)串行到并行转换单元，将所过采样的数据流转换成具有预定抽取因数(DF)的解串行数据流。
(a5)二进制相位检测单元(BPD)，通过依据并行数据流的实际数据密度(DD)调节相位检测器增益(PDG)来检测所接收的串行数据位流和所旋转的参考相位信号之间的平均相位差(APD)，这样使得平均相位检测增益(PDG)的变化最小；以及
(a6)环路滤波器，将所检测的平均相位差(APD)进行滤波以产生相位插入单元(PIU)的旋转控制信号；
(b1)加权单元，根据由相位调节装置调节的采样时间来加权并行数据流的数据样本；
(b2)求和单元，用于将所加权的数据样本进行求和；以及
(b3)比较器单元，用于比较求和数据样本和阈值以检测所接收的串行数据位流内的数据位的逻辑值。
本发明的时钟和数据恢复单元的一个优点就是用作相位同步的冗余数据信息同时用作串行数据位流的恢复。因此，该数据恢复单元在噪声环境中非常耐用。
本发明的时钟和数据恢复单元对于采样相位的变化或抖动是非常坚固的。
本发明的时钟和数据恢复单元的另一个优点是相同的电路同时具有两个不同的功能，即，用于相位调整和数据识别。
在优选实施例中，本发明的时钟和数据恢复单元包括检测并行的数据位流的实际数据密度(转换的数量)的装置及依据所检测的实际数据密度(转换的数量)调整相位检测器增益(PDG)的装置。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，检测实际数据密度的装置包括多个EXOR门，其中每个EXOR门比较两个相邻的由过采样单元产生的数据样本以确定是否出现数据转换。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，检测实际数据密度的装置还包括求和装置，用于将由EXOR门检测数据转换的数量进行累加。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，调整相位检测器增益的装置通过将所累加的数据转换的数量和乘法因子(MF)相乘来计算相位检测器增益。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，当所检测的数据转换的数量下降时乘法因子(MF)上升。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，进行实际数据密度检测的EXOR门的数量(N)由串-并转换单元的抽取因数(DF)和过采样单元的过采样率(OSR)的乘积给出：
N＝DF×OSR
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，串-并转换单元的抽取因子(DF)为8(DF＝8)。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，过采样单元的过采样率(OSR)为4(OSR＝4)。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，串行数据位流的数据转换率(DR)多于每秒1吉比特。
DR≥1Gbit/sec
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，数据识别装置的加权单元包括信号放大器，其中每一个信号放大器以一个可编程的增益放大每一数据样本。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，将数据识别装置的数据识别FIR-滤波器连接到FIFO-寄存器上。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，数据识别FIR-滤波器的数量对应于串-并低转换单元的抽取因子(DF)。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，过采样单元包括预定数量的时钟触发采样元件。
在优选实施例中，采样元件为D触发器。
在可替换实施例中，采样元件为D锁存器。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，每一个采样元件由相应的旋转参考相位信号进行定时，该旋转参考相位信号由相位插入单元产生。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，相位插入单元包括一个相位插入器和一个复用器，用于响应旋转控制信号而旋转相位信号。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，延迟锁相环(DLL)从参考时钟发生器接收参考时钟信号。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，参考时钟发生器由锁相环(PLL)形成。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，环路滤波器具有PID滤波器特征。
在优选实施例中，环路滤波器是可编程的。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，提供了锁定检测单元，其可检测时钟和数据恢复单元是否被锁定到所接收的串行数据位流。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，提供了转换损耗检测单元，其可检测何时串行数据位流停止。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，相位调整装置和数据识别装置被集成在一个数字控制单元中。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，数字控制单元还包括锁定检测单元和转换损耗检测单元。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，用于响应旋转控制信号而旋转参考相位信号的复用器被集成在所述数字控制单元中。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，由延迟锁相环(DLL)产生的等距参考相位信号具有45°的相位差Δ，以限定出8个相位区。
在本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例中，相位插入器基于等距参考相位信号在每个相位区插入相位信号。
本发明还提供了一种用于所接收的串行数据流的时钟和数据恢复的方法，包括以下步骤：
(a1)响应旋转控制信号而旋转所产生的参考相位信号；
(a2)以所旋转的参考相位信号过采样所接收的数据位流；
(a3)将过采样的数据位流转换成解串行数据流；
(a4)通过依据并行数据流的数据密度(DD)调整相位检测器增益(PDG)来检测所接收的串行数据位流和所旋转的相位信号之间的平均相位差，从而使平均相位检测器增益的变化最小；
(a)将所检测的相位差进行滤波，以产生旋转控制信号；
(b1)根据所调整的采样时间对并行数据流的数据样本进行加权；
(b2)将所加权的数据样本求和；
(a3)将求和的加权数据样本和阈值进行比较以检测串行数据位流内的数据位的逻辑值。
【附图说明】
下面参照附图描述本发明的时钟和数据恢复单元的优选实施例和用于时钟和数据恢复的方法。
图1示出了现有技术描述的时钟和数据恢复单元。
图2示出了现有技术描述的基于PLL的时钟恢复系统。
图3a，3b示出了现有技术描述的相位拾取数据恢复系统。
图4示出了现有技术描述的二进制相位检测电路。
图5示出了现有技术描述的数据恢复单元的环路增益。
图6a示出了现有技术描述的传统的时钟和数据恢复单元的相位检测器增益。
图6b示出了本发明的时钟和数据恢复单元的相位检测器增益。
图7示出了本发明的时钟和数据恢复单元的一个优选实施例。
图8示出了由本发明的时钟和数据恢复单元的延迟锁相环产生的参考相位信号。
图9a示出了一个时序图，其表示出本发明的相位插入单元的函数性。
图9b示出了在本发明的时钟和数据恢复单元中使用的插入单元部分的框图。
图10示出了在本发明的时钟和数据恢复单元中使用的二进制相位检测器的一个优选实施例。
图11示出了表示本发明的二进制相位检测单元的函数性的图表。
图12示出了本发明的二进制相位检测单元的一个优选实施例。
图13示出了本发明的数据识别单元的一个优选实施例。
图14示出了表示本发明的数据识别单元的函数性的时序图。
图15示出了在本发明的数据识别单元中使用的FIR-滤波器的脉冲响应。
图16a示出了本发明的数据识别FIR-滤波器的转移函数。
图16b示出了本发明的数据识别FIR-滤波器的对应的脉冲响应。
图17示出了本发明的环路滤波器的优选实施例。
图18示出了本发明的可编程环路滤波器的一个优选实施例。
图19示出了本发明的时钟和数据恢复单元的线性化模型。
图20示出了本发明的转换损耗检测单元的优选实施例的框图。
图21示出了本发明的锁定检测单元的一个优选实施例。
图22示出了本发明的时钟和数据恢复单元的第二个实施例。
图23示出了本发明的时钟和数据恢复单元的第二实施例的详细电路图。
图24示出了本发明的时钟和数据恢复单元的第三实施例。
图25示出了本发明的时钟和数据恢复单元的第三实施例的详细电路图。
【具体实施方式】
从图7可见，本发明第一实施例的时钟和数据恢复单元1包括相位调整装置，以将理想的采样点集中在所接收的串行数据流的单位时间间隔UI的中点。该时钟和数据恢复单元1还包括数据识别装置，用于恢复所接收的数据流。
该时钟和数据恢复单元1包括接收数据传输信道上的串行数据位流的数据输入2。所恢复的数据流由时钟和数据恢复单元1通过数据输出端3输出。
该时钟和数据恢复单元1还包括参考时钟输入端4，用于从时钟信号发生器接收参考时钟信号或接收系统时钟信号。所接收的串行位流的恢复时钟信号由时钟和数据恢复单元1通过时钟输出端5输出。另外，还具有一个输出端7，用于指示时钟和数据恢复单元1已锁定串行数据位流。如果所接收的串行数据位流中断或停止，这可由时钟和数据恢复单元1的输出端6进行指示。
本发明的时钟和数据恢复单元1包括延迟锁相环8，其基于施加到输入端4的所接收的参考时钟信号而产生等距参考相位信号Pi。
图8示出了由时钟和数据恢复单元1的延迟锁相环8所产生的参考相位信号Pi。该参考相位信号Pi为等距参考相位信号，即参考相位信号之间的相位差Δ为常数。在所示的实施例中，相位差Δ是45°。
如图1所示的时钟和数据恢复单元1还包括相位插入单元9，其以预定的响应数字控制信号的粒度不断地旋转所产生的参考相位信号Pi。图8所示的参考相位信号Pi限定了8个相位区。该相位插入单元基于所接收的参考相位信号Pi并响应所施加的数字控制信号插入相位信号。
图9a，9b示出了图7所示的相位插入单元的函数性。相位信号Sxy具有在第一参考相位如0°及第二参考相位如45°之间的一个相位，该相位信号通过调整相位插入单元内的每个信号放大器的增益系数A0，A45并通过进行加权信号的求和来产生。如果例如A0＝A45，那么所产生的相位信号在P0、P45之间的第一区内，相位为22.5°。如果A0比A45高，那么该相位信号S具有小于22.5°的相位，反之，当A0比A45小时，所产生的相位信号S具有高于22.5°的相位。由延迟锁相环DLL产生的参考相位信号Pi越多，由相位插入单元9执行的相位插入的精度越高。相位插入的粒度由所施加的控制信号的位宽度给定。如果控制信号具有例如6个数位的位宽度，在两个相邻的参考相位信号Pi之间的每个区中，由插入单元产生的相位信号包括26＝64个不同的相位信号S。
插入相位信号Si由相位插入单元9提供给时钟和数据恢复单元1的过采样单元10。该过采样单元10通过缓冲器11a，11b接收所提供的串行数据位流。所接收的数据位流通过根据预定的过采样率(OSR)的旋转参考信号Si被过采样。
过采样单元10的输出连接到串-并转换单元12上，该串-并转换单元12将过采样的数据流转换成具有预定抽取因子(DF)的并行数据流。并行数据流的宽度由过采样率(OSR)和抽取因子(DF)的乘积限定。
并行数据流被提供给时钟和数据恢复单元1内的数字控制单元13。数字控制单元13包括寄存器13a，用于存储从串-并转换器12所接收的并行数据流。该数字控制单元13b还包括二进制相位检测单元13b，用于通过依据存储在寄存器13a中的并行数据流的实际数据密度DD而调整相位检测器增益PDG来检测所接收的串行数据位流和旋转参考相位信号Si之间的平均相位差，这样使得平均相位检测增益的变化最小。
数字控制单元13还包括环路滤波器13c，用于将所检测的平均相位差进行滤波以产生相位插入单元9的旋转控制信号。环路滤波器13c通过控制线路14将旋转控制信号提供给相位插入单元9。图7所示的时钟和数据恢复单元1的数字控制单元13还包括数据识别装置13d，用于所接收的数据流的恢复。数据识别单元13d的输出被连接到时钟和数据恢复单元1的输出数据端3上。
时钟和数据恢复单元1的数字控制电路13还包括转换损耗检测电路13e及锁定检测电路13f。
转换损耗检测单元13e检测施加到输入端2的串行数据位流何时停止，并通过端6指示CDR损耗信号来指示所接收的串行数据的中断。
锁定检测单元13f检测时钟和数据恢复单元1是否锁定所接收的串行数据位流并经端7由CDR锁定信号指示这样的锁定。
图10示出了本发明的二进制相位检测器13b的优选实施例。数字控制单元13内的二进制相位检测单元13b被提供用于通过依据并行数据流的实际数据密度(DD)而调整相位检测器增益(PDG)来检测所接收的串行数据位流和旋转参考相位信号Si之间的平均相位差(APD)，这样使得平均相位检测增益(PDG)的变化最小。
二进制相位检测单元13b包括检测并行数据位流的实际数据密度DD的装置和依据所检测的实际数据密度DD来调整相位检测器增益的装置。实际数据密度DD由多个EXOR门进行检测，其中每个EXOR门比较两个相邻的数据样本以确定是否出现数据转换。求和装置被提供用于累加由EXOR门检测的转换数量。求和装置被连接到调整相位检测器增益(PDG)的增益调整单元上。
图11示出了表示依据如图10所示的二进制相位检测单元内所检测的实际数据密度DD来调整相位检测器增益(PDG)的装置的函数性的框图。调整相位检测器增益PDG的装置通过将所累加的转换数量和乘法因子(MF)相乘来计算相位检测器增益。当所接收的串行数据位流内所检测的数据转换的数量减少时，乘法因子(MF)由PD增益调整单元增加。
用于检测实际数据密度(DD)的EXOR门的数量由串-并转换单元12的抽取因子(DF)和过采样单元10的过采样率(OSR)的乘积给出：
N＝DF×OSR
在时钟和数据恢复单元1的优选实施例中，串-并转换单元12的抽取因子DF为8(DF＝8)，并且过采样单元的过采样率(OSR)为4(OSR＝4)。
因此二进制相位检测器13b内的EXOR门的数量为32，以检测如图12所示的多至32个的数据转换。
如果数据转换的数量高于16，则将乘法因子MF设定为1。
如果数据转换的数量在8和16之间，则将乘法因子MF设定为2。
如果数据转换的数量在4和8之间，则将乘法因子MF设定为4。
如果检测的数据转换的数量在2和4之间，则将乘法因子MF设定为8。
如果检测的数据转换的数量为2，则将乘法因子MF设定为16，以及
如果检测的数据转换的数量仅为1，则将乘法因子MF设定为32。
在可替换的实施例中，乘法因子MF被标准化为可能最大转换数量(NUM-TRmax＝DF·OSR)。
所计算的平均相位信号(AVG-PH)由乘法因子MF与所检测的数据转换数量(NUM-TR)的乘积给出。
所接收的数据位流的数据密度DD越低，二进制相位检测器13b内的PD增益调整单元的被设定的乘法因子MF就越高。因此，本发明的二进制相位检测器13b补偿所接收的串行位流的数据密度DD的变化，使得本发明的时钟和数据恢复单元1对数据密度DD的变化变得不敏感。
图12示出了检测平均相位差(AVG-PH)的如图10，11所示的二进制相位检测器13b的优选实施例。具有多个EXOR门，其中每个EXOR门比较两个相邻的数据标记、如由过采样单元10产生的Si以确定是否发生数据转换。在图13所示的实施例中，8个信号眼图(眼图1-0到8-0)内的数据转换由EXOR门进行检测。所检测的数据转换被存储在包括32个数据位的数据缓冲器或寄存器中。将转换的数量累加到控制二进制相位检测单元内的复用器MUX的控制信号NUM-TR上。由求和装置计算的计算相位差被提供给包括移位元件SHR和复用器MUX的PGD调整单元上。复用器MUX由所累加的数据转换数量控制。
在优选实施例中，前面的数据字的信号眼图1-1的数据转换也进行存储。
图13示出数字控制单元13内的数据识别装置13d的一个优选实施例。
数据识别装置13d被提供用于所接收数据流的恢复，包括多个并行数据识别FIR-滤波器DR-FIR。每个数据识别滤波器(DR-FIR1)包括根据由相位调整装置调整的采样时间来加权并行数据流的数据样本的加权单元。另外，每个FIR-滤波器包括对所加权的数据样本求和的求和装置(SUM)及将所求和的数据样本和阈值进行比较以检测所接收的串行数据位流内的数据位Di的逻辑值的比较器单元(COMP)。如果所求和的数据样本高于可编程的第一阈值Vth，则接收的数据位被确定为逻辑高。如果求和的数据样本低于可编程的第二阈值(Vth0)，那么接收的数据位被确定为逻辑低。将数据识别FIR-滤波器DR-FIR1连接到FIFO-寄存器上，该寄存器通过数据恢复单元1的输出端3输出所恢复的数据位流。数据识别FIR滤波器的数量与串-并转换单元12的抽取因子(DF)一致。通过数据识别FIR滤波器以具有可编程增益ai的放大器对所调整的采样时间周围的并行数据位流的数据样本进行加权。可编程增益ai通过数据识别装置13d内的控制单元施加到数据识别FIR滤波器上。
通过数据识别单元13d内的控制单元设定最接近信号眼图的中心内的理想采样点的数据样本的增益a5，以具有图14所示的最高值。所加权的数据样本的频带覆盖图14所示的几个信号眼图。将每个信号眼图基于数据识别FIR滤波器的脉冲响应单独进行计算。
每个数据识别FIR滤波器还计算至少一个先前的信号数据眼图和至少一个接下来的信号数据眼图的数据样本。这样由FIR滤波器进行的数据识别可靠地抵制了附加噪声和在过采样单元10和串-并转换单元12中的采样元件的亚稳定性。
图15示出了在本发明的数据识别单元13d中使用的三种不同的数据识别FIR滤波器的脉冲响应。FIR滤波器A，B，C的优选实施例的滤波器系数示于图15中。
图16a示出了优选实施例的数据识别FIR滤波器的转移函数。
图16b示出了在本发明的数据识别13d中使用的数据识别FIR滤波器的优选实施例的对应的脉冲响应。
图17示出了数字控制单元13内的环路滤波器13c的优选实施例。环路滤波器13c被提供用于通过二进制相位检测单元13b对所检测的平均相位差输出进行滤波以产生相位插入单元9的旋转控制信号。在优选实施例中，环路滤波器13c包括PID滤波器特征。图17所示的PID滤波器包括比例信号路径，微分信号路径和积分信号路径。通过求和装置对三种不同的信号路径进行求和并输出到相位插入单元9中。
图18示出了环路滤波器13c的实现，其中不同的信号路径的信号增益可由施加的系数(COEF-D，COEF-P，COEF-I)进行编程。
如图7所示，在优选实施例中，环路滤波器13c，二进制相位检测器13b和数据识别单元13d却被集成到数字控制单元13中。在优选实施例中，数字控制单元13还包括寄存器13a以从串-并转换单元12中接收并行数据流，还包括转换损耗检测单元13e及锁定检测单元13f。数字控制单元1 3包括内部数据总线15，使得在寄存器13a中存储的并行数据流能同时施加到二进制相位检测单元13b和数据识别单元13d上。如图7所示，环路滤波器13c通过内部线路16从二进制相位检测器13b接收所检测的平均相位差信号(AV-PH)并通过控制线路14将滤波信号输出到相位插入单元9中。
图19示出了在Z域内的本发明的时钟和数据恢复单元1的线性转移函数模型。
所接收的串行数据位流由过采样单元10以采样频率fosm和过采样率OSR进行过采样。
通过串-并转换单元12将数据流以下列转移函数进行抽取：
H1(z)=zDF-1zDF-z(DF-1)]]>
环路滤波器13c以抽取时钟信号进行计时。如图10所示，数字控制单元13中的所有单元通过内部时钟线路17接收内部抽取时钟信号。
环路滤波器13c包括PID控制转移函数：
H2(z)=Kp·z2+(Ki+Kp+Kd)·z+Kdz(z-1)]]>
通过环路滤波器的开环转移函数可引进高阶极点；
H3(z)=1z-1]]>
图20示出了数字控制单元13内的转换损耗检测单元13e的优选实施例。转换损耗检测单元13e检测何时时钟和数据恢复单元1没有串行数据接收。如果没有数据转换出现，比较单元使得计数器CNT-TR增加。如果递增的计数值CNT-TR超过可编程阈值A，转换损耗由转换损耗检测单元13e通过数字控制单元13的输出端6进行指示。
如果NUM-TR＝0且CNT-TR＝A，则LOSS-TR＝0，否则LOSS-TR＝1。
图21a示出了数字控制单元13内的锁定检测单元13f的优选实施例。
锁定检测单元13f从二进制相位检测器13b接收检测的平均相位信号。将所接收的平均相位信号施加到图21b所示的RMS单元(RMS＝均方差)，该单元产生一个施加给比较均方差相位信号和可编程阈值B，C的两个比较器的均方差信号。如果均方差相位信号比第一阈值B低，则检测到信号在锁定范围内，如果RMS-PH信号高于第二阈值C，那么信号在解锁范围内。计数器计算出信号在多长的锁定范围或解锁范围内。当预定时间的所接收的信号在锁定范围内，指示信号CDR-LOCK被设定为高。如果很长时间所接收的信号在解锁范围内，CDR-损耗信号由锁定检测单元13f设定为高。
图22示出了本发明的时钟和数据恢复单元1的第二实施例。在该实施例中相位插入单元9包括复用器9a和插入单元9b。插入单元9b插入所接收的参考相位信号Pi并将旋转相位信号Si施加到复用器9a的输入。复用器9a根据控制信号选择旋转和插入的、将施加给过采样单元10的相位信号S0，S45，S90，S135。图22所示的相位插入单元9的好处是：与图7所示的第一实施例比较，可减少过采样单元10的技术复杂性。
图23详细示出了图22所示的时钟和数据恢复单元1的实现。
图23所示的时钟和数据恢复单元1被连接到为时钟和数据恢复单元1提供参考时钟信号的锁相环上。将由延迟锁相环8产生的参考相位信号Pi施加到平均单元和插入级上。由环路滤波器13c控制的复用器9a通过控制线路14实现相位旋转。该插入和旋转相位信号被施加到过采样单元10上。
图24示出了本发明的时钟和数据恢复单元1的第三个实施例，其中相位信号的旋转在数字控制单元13内实现。
如图24所示，数字控制单元13包括集成控制旋转器13g。该集成旋转器13g从环路滤波器13c通过控制线路14接收控制信号。
图25示出了时钟和数据恢复单元1的第三实施例的详细电路图。
本发明的时钟和数据恢复单元1为相位计算和数据识别而使用数据样本。将由串-并转换单元12输出的并存储在数字控制单元13的内部寄存器13a中的解串行数据流施加给二进制相位检测器13b，并同时施加给数据识别单元13d。
由于过采样引起的冗余信息被用于提高数据识别。
由于在二进制相位检测器13b内实现的增益调整，本发明的时钟和数据恢复单元1对所接收的串行位数据流的数据密度DD的变化不敏感。
相位控制由算法实现。好处是平均了相位检测器PD中的相位误差，同时保证了平均相位检测器增益。这对低数据密度是尤其必要的，而且与传统的相位拾取方法比较是有益的。
采用不对称型滤波器实现本发明的数据恢复，这样使得先前的样本可估计到更大的范围。与传统的数据恢复方法相比，根据本发明，采用冗余信息以更低的数据率DR恢复数据。这种实现明显更可靠，因为与传统的时钟和数据恢复单元相比，本发明的时钟和数据恢复单元1为评估采用了更多的信号能量。本发明的时钟和数据恢复单元1的控制环路包含一具有PID特性的可编程环路滤波器。
本发明提供一种基于相位插入而进行数据恢复的离散时间和连续时间方法的结合。为计算所采样的数据信号采用一种算法。根据本发明，完全数字化地实现信号计算和处理数据。
附图标记列表
1.时钟和数据恢复单元
2.数据输入
3.数据输出
4.参考时钟输入
5.时钟输出端
6.损耗指示输出端
7.锁定指示输出端
8.延迟锁相环
9.相位插入单元
10.过采样单元
11.输入缓冲器
12.串-并转换单元
13.数字控制单元
13a.寄存器
13b.二进制相位检测器
13c.环路滤波器
13d.数据识别单元
13e.转换损耗检测单元
13f锁定检测单元
14.控制线路
15.内部总线
16.线路
17.内部时钟线路