具有多路复用功能的模拟放大器 【技术领域】
本发明涉及一种模拟放大器，通过附加的多路复用功能特征，可提高电路的易测性。
背景技术
任何对集成电路所进行的试图确定集成电路的质量、性能或者可靠性的过程通常都称为测试。
制作集成电路期间，可在不同阶段进行测试，对于每一制作阶段来说，可根据特定的目的和电路的类型，采取不同的测试步骤。
集成电路易于建立测试标准和测试性能以确定是否符合这些标准的程度，通常称作易测性。
根据现有文献，可利用控制和、或观察集成电路相关节点上的电压的现有能力(capacity)对集成电路的易测性进行量化。这些数值大小通常称作可控性和可观察性。
对于现代高速通信电路来说，在可控性和可观察性这些基本要求之上，又提出了信号测量的高精密、高准确的双重要求，以建立适当的测试标准。另一方面，新技术的应用使缺陷越来越不可看到，出现了新的失效机理，相当多的电路特征不可模拟。
因此，测试成本和复杂性提高，而且存在产品投放市场推迟或者承受导致更高生产成本的产量降低地更高风险。
解决这些问题的通常途径是建立设计程序，这些程序包括一些约束条件，以增加电路的易测性。
通过增加一些内部节点的可控性或者可观测性，可提高易测性。确定易测性问题，进而选择适当节点，在其上采取措施以提高其可观测性或者其可控性，在大多数情况下是特定的问题。
提高内部节点可控性或者可观察性的传统方法采用了提供交替信号通路的多路复用器。但是，由于工作任务的特殊性质，高水平平面布置的限制可能产生下列情形：即不可能在原始设计中包括新的多路复用器块，而又不严重影响由于重新设计的工作应有的进度。
图1表示由模拟放大器驱动的信号通路中的不可到达的节点。为测试这种不可到达的节点，图2示出了根据现有技术的测试方案的设计。为到达该节点，设置多路复用器，使测试信号直接施加在节点上(例如从外部信号发生器)。由模式控制信号控制该多路复用器，该模式控制信号在信号通路中的测试信号T和放大的正常信号S之间进行切换。所有信号都是差动信号。
基于多路复用器解决方案的缺点在于，增加了负载电容。此外，设置多路复用器增加了芯片的必要面积，进而增加了生产成本。进一步的缺点在于，由于附加的多路复用器，增加了能耗。
【发明内容】
因此，本发明的目的在于提供通过提高内部可控性而使其具有更好的易测性的装置。
利用模拟放大器可达到这种目的，该模拟放大器具有以下所述的特征。
本发明进一步的优点在于可将重新设计的工作降至最低，硅面积消耗最小，而且电源电流消耗的增加降至最低。
本发明提供了一种具有多路复用功能的模拟放大器，包括：
用于接收模拟信号(S)的输入端口；
用于接收测试信号(T)的测试输入端口；
用于传输模拟信号的输出端口；
用于接收测试控制信号(CRTL-模式)的控制输入端口，该测试控制信号用于在正常放大模式和测试模式之间切换放大器；
其中在正常放大模式下，输入端口的模拟信号(S)被放大并输出到输出端口，
其中在测试模式下，测试信号(T)被发送到所述输出端口。
本发明的基本设计理念在于，在模拟集成电路的主信号传播通路中，设置许多放大器，以按顺序驱动适当的内部节点，并保证符合噪声比例所要求的信号。无论何时检测可控性问题，都可把一些放大器的结构修改成具有多路复用功能，这允许以最少的重新设计工作和对所需放大器功能的正常操作模式产生最小影响的方式，把测试信号插入到主信号传输通路中。
在根据本发明所述模拟放大器的一个优选实施例中，放大晶体管具有：
第一端子，该第一端子在正常放大模式下切换到所述信号输入端；
第二端子，该第二端子连接到该放大器的输出端口，并在所述正常放大模式下连接到被切换到第一电源电压(VDD)的负载部件，以及
连接到尾电流吸收器的第三端子。
在根据本发明所述的模拟放大器的一个优选实施例中，所述尾电流吸收器包括晶体管，所述晶体管具有：
第一端子，在所述正常放大模式下，所述第一端子切换到偏置电压，并在所述测试模式下，切换到第二电源电压Vss。
在根据本发明所述模拟放大器的一个优选实施例中，连接到放大晶体管的负载部件在所述测试模式下被切换到测试输入端。
在一个优选实施例中，该放大器是全差动放大器。
在第一实施例中，利用内置测试模式发生器产生测试信号。
在一个作为选择的实施例中，所述测试信号通过键盘(pad)从外部测试模式发生器供给。
【附图说明】
下面参照附图，说明根据本发明所述的模拟放大器的优选实施例。
图1表示根据现有技术所述模拟电路中的信号通路；
图2表示提高内部节点的可控性的传统方法，所述节点在测试时不能从电路的任意原始输入/输出端到达；
图3表示PLL电路，该电路附设有根据现有技术所述的多路复用器，以通过对被放大的VCD输出设置旁路而提高可控性；
图4表示根据现有技术所述的全差动放大器、尾电流和偏置发生器(bias generation)；
图5表示一种设计，包括根据本发明所述的放大器，可提高被所述放大器驱动的电路节点的可控性；
图6表示根据本发明所述模拟放大器的一个优选实施例；
图7b表示来自图4所示的现有技术所述的放大器的差动输出电压，而图7a表示从图6所示的根据本发明的ADfT模拟放大器中差动输出电压；
图8表示传统放大器和根据本发明所述的模拟放大器的输出电压的频谱内容；
图9表示传统放大器和根据本发明所述模拟放大器的噪声曲线图；
图10表示根据现有技术所述传统放大器的1db的压缩点；
图11表示根据本发明所述模拟放大器的1db的压缩点；
图12表示用于传统放大器的IP3(第三阶(order)交点)；
图13表示用于根据本发明所述放大器的IP3。
附图标记说明：
1 模拟放大器
2-1，2-2 输入端子
3-1，3-2 测试输入端子
4 测试控制输入端口
5-1，5-2 输出端口
6-1，6-2 放大晶体管
7-1，7-2 栅极端
8-1，8-2 源极端
9-1，9-2 漏极端
10-1，10-2 连线
11-1，11-2 第一开关
1 3-1，13-2 连线
14-1，14-2 负载部件
15 连线
16 漏极端
17 尾电流晶体管
18 源极端
20 栅极
21 连线
22 第二开关
23 端子
24 第三开关
26-1，26-2 连线
27-1，27-2 第四开关
28-1，28-2 第五开关
29-1，29-2 反相电路
【具体实施方式】
图3表示用于测试混合信号电路中的锁相环路(PLL)电路的传统方法。锁相环路是一种设有感应反馈的系统，这种感应反馈可把输出信号维持在相于参考信号的特定相位上。图3所示的PLL电路包括相位频率检测仪PFD，该PFD控制用于把偏差信号输送到低通滤波器LP的电荷泵(charge pump)CP。经滤波的信号被输送到电压控制振荡器VCO。电压控制振荡器VCO是一种用于产生频率与输入控制电压成比例的交流输出信号的电路。VCO的输出信号被如图4所示的传统放大器放大。为达到测试的目的，在图3所示的传统方法中，将电路复用器设置在放大器的输出端。在反馈回路中，设有除法电路，用于产生其频率为输入信号频率的整除(integer division)的输出信号。VCO信号通过高速1/N频率除法器在PLL电路内部反馈。必须正确地操作这些频率除法器，以保证良好的PLL性能。
通过在放大器A的输出端设置多路复用器，可提高负载电容、面积消耗以及电源消耗。
图4表示现有技术所述的传统差动放大器A。放大器A连接到偏置电路。图4所示的传统放大器A包括两个输入端和两个输出端。输入端连接到放大MOS晶体管Ta的栅极端。放大晶体管Ta的源节点在共用节点处连接到由晶体管Tb实现的尾电流吸收器(tail current sink)，该晶体管Tb设有由参考电压偏置的栅极。放大晶体管Ta的漏极端通过晶体管连接到正电源电压VDD。
根据本发明，可将图4所示的传统放大器A的设计进行改进，以提高被所述放大器驱动的内部节点的可控性。这样在测试时也可提高包括所述放大器的电路的易测性。
图5表示根据本发明所述模拟放大器1的方框图。可通过第一正常放大模式和第二测试模式之间的控制模式信号切换图5所示的根据本发明所述的模拟放大器1。控制模式信号用于切换这两种模式。可外置或者内置信号发生器。
正常模式下放大器1的功能可描述为：
Z(S，T)＝K1×S+K2×T
其中，S为信号通路的信号
T为测试信号
K1、K2为常数。
由于将被改进的传统放大器的功能可描述为：
Z(S)＝K1×S
因此，根据本发明所述的经改进的放大器的第一常数K1尽可能接近传统放大器的初始放大常数K1。
在正常测试模式中，根据本发明所述模拟放大器1的常数K2要尽可能小(K2→0)。
当根据本发明所述模拟放大器1被切换至测试模式时，其操作方式可描述为：
Z(S，T)＝K3×S+K4×T
在根据本发明所述差动放大器1的理想实施方式中，常数K3为0，以使信号通路的信号S与插入的测试信号T隔离。理想实施方式中的常数K4接近于或者低于1(K3＝0；K4≤1)。
图6表示根据本发明所述差动模拟放大器1的优选实施例的电路图。模拟放大器1属于全差动类型的。
差动模拟放大器1包括用于接收模拟信号S的输入端口2-1、2-2。放大器1进一步包括用于接收测试信号T的测试输入端口3-1、3-2。进一步设有用于接收测试控制信号的控制输入端口4，该测试控制信号可在正常放大模式和测试模式之间对放大器1进行切换。在正常放大模式中，图6所示的放大器1对模拟信号S进行放大，并通过输出端口5-1、5-2将经放大的信号传输到集成电路内部的内部节点。在测试模式中，把测试信号T传输到该内部节点。
放大器1包括设有栅极端7-1、7-2、源极端8-1、8-1以及漏极端9-1、9-2的放大晶体管6-1、6-2。放大晶体管6-1、6-2的栅极端7-1、7-2通过连线10-1、10-2和第一开关11-1、11-2连接到信号输入端2-2、2-2。
放大晶体管6-1、6-2的漏极端9-1、9-2通过连线13-1、13-2连接到放大器1的输出端口5-1、5-2。电阻器14-1、14-2连接到连线13-1、13-2。放大晶体管6-1、6-2的源极端8-1、8-1通过连线15连接到尾电流吸收器的漏极端16，该尾电流吸收器包括其源极端1 8连接到第二负电源电压Vss的晶体管17。尾电流晶体管17包括栅极20，该栅极20通过连线21和第二开关22连接到施加在放大器1的端子23上的偏置参考电压。连线21进一步将尾电流晶体管17的栅极20连接到开关晶体管24的漏极端。可利用第三开关24把尾电流晶体管17的栅极20切换到负电源电压Vss。
连接到放大晶体管6-1、6-2的负载部件14-1、14-2通过连线26-1、26-2和第四开关27-1、27-2连接到正电源电压。负载部件14-1、14-2进一步通过第五开关28-1、28-2连接到测试信号输入端口。
放大器1的所有开关11-1、11-2、22、24、27-1、27-2、28-1、28-2都由通过端子4施加在该放大器上的测试控制模式信号控制。两个反相电路29-1、29-2使测试控制模式信号反相，其中反相电路29-1不把信号(T-CTRL)输送到开关28-1、28-2，而是输送到开关22；而且其中反相电路29-2把信号T-CTRL输送到开关11-1、11-2、开关24和开关27-1、27-2。
下表表示根据本发明所述图6所示的放大器1内部的开关的状态。 开关 测试模式 正常模式 S28-1，S28-1 on Off S27-1，S27-2 off On S11-1，S11-2 off On S22 off On S24 on Off
在正常放大模式中，开关24和开关28-1、28-2断开，而开关27-1、27-2、11-1、11-2、22闭合。测试信号利用开关28-1、28-2与放大器1的输出端5断开。放大晶体管6-1、6-2的栅极7-1、7-2通过开关11-1、11-2接收模拟信号，并将经放大的信号传输到放大器1的输出端口5-1、5-2。在正常放大模式中，尾电流晶体管17的栅极20通过闭合的开关22接收偏置参考电压。由于开关27在正常放大模式中也是闭合的，因此放大晶体管6通过负载电阻器14-1、14-2接收正电源电压VDD。
当切换到测试模式时，开关28-1、28-2和开关24闭合。同时，开关27-1、27-2，11-1，11-2，和22打开。在断开开关27的同时，放大晶体管6与正电源电压VDD断开并且截止。通过打开开关11-1、11-2，没有输入信号施加在放大晶体管6-1、6-2的栅极7-1、7-2。由于通过开关11-1、11-2将放大晶体管6-1、6-2的栅极与输入信号隔离，因此信号S与输出端口5-1、5-2隔离。这就确保了通过负载电阻器14-1、14-2施加在输出端口5-1、5-2上的测试信号T不受来自于输入端2-1、2-2的寄生信号的影响。
通过断开开关22，晶体管17不能获得偏置参考电压。进一步地，通过将开关24闭合，其栅极20被切换到负电源电压Vss。这样，晶体管17完全截止，而且流向大地的尾电流被无效(nullified)。图6所示放大器的设计集中在尾电流吸收器上以及放大器1的负载上，可利用开关调节所述负载以重新配置放大器的操作。可通过增加开关改进传统放大器的设计，这些开关可使放大晶体管与输入的信号断开、并使尾电流吸收器晶体管与偏置电路断开。可这样改进该设计以使在信号通路中插入测试信号T对电路的正常操作产生的影响最小。
图7至12源于以1.6GHz的工作频率实施的模拟分析。
图7a、7b表示与图6所示的根据本发明所述的放大器1的差动输出相比较的图4所示的原始差动放大器的差动输出波形。所使用的输入信号是1.562GHz的单调正弦信号。
图8表示图4所示的传统放大器(a)和图6所示的根据本发明所述的放大器(b)的输出电压的频谱内容。
操作频率下噪声指数的增加主要是由于与晶体管11-1、11-2的衰减效应有关的转换增益的下降引起的。对操作频率下噪声指数相对增加的第二最大贡献来自于晶体管开关27-1、27-2，占晶体管开关11-1、11-2的贡献(contribution)的四分之一。
图9表示在操作频率下(传统放大器a，根据本发明所述的放大器b)具有测量标记的噪音指数的曲线图。
图10至13表示测量内部调制失真产品的不同曲线图。根据本发明所述放大器的性能大约比根据现有技术所述的原始放大器好1.5至2dBm。
在该改进的电路中，对地寄生电容(parasitic capacitance to ground)与晶体管11-1、11-2的导通电阻一起在差动放大器的输入端2-1、2-2实现低通滤波器。操作频率下由这种滤波器产生的衰减等于图7所示增益的下降，它也是电路线性化方面所观察到的改进的原因。由于滤波器的衰减降低了差动放大器的输入功率，因此就内部调制失真来说，其工作得更好。
由于根据本发明所述的放大器的设计面积消耗大约占基于最初的放大器设计的最初面积的9％。由于放大器本身大约只占整个PLL面积的25％，因此采用整个PLL面积表示的这种数据大约只有0.023％，其中放大器放置在PLL面积上。在测试模式下，在测试端口3-1、3-2和相应电路输出节点5-1、5-2之间分别存在低阻抗传播路径。
根据阻抗要求设计用于断开测试端口3-1、3-2的晶体管28-1、28-2的尺寸。这些元件件与负载电阻串联布置。
根据本发明，在测试状态下可重新配置部件，而且其输出被多路复用以插入测试信号。因此，有可能在测试模式下提高电路的相关节点的可控性，进而提高易测性。
本发明可适用于不同的操作频率，其范围从直流电依次到通常用于光通信电路的几十GHz的频率。本发明可应用于任何模拟电路，其可控性可得到提高。
对传统放大器的设计的改进有可能插入测试信号(T)，而对电路的性能产生最小的影响。进一步地，由于电路改进的面积消耗保持为低于差动放大器面积的10％。