用于D类音频放大器的多相脉冲宽度调制器技术领域
本发明涉及多相脉冲宽度调制器，该调制器产生具有预定周期的N个
相互相移脉冲宽度调制信号。多相脉冲宽度调制器具体而言十分适合应用
在D类音频放大器中。多相脉冲宽度调制器包括N+1个模拟三角波发生
器，该发生器配置为产生相应的N+1个相互相移模拟三角波。多相脉冲宽
度调制器进一步包括N+1个比较器，每个包括可操作地耦接至N+1个相
互相移模拟三角波中的相应的相互相移模拟三角波的第一输入；以及耦接
至音频信号的第二输入以生成至少N+1个相互相移脉冲宽度调制相位信
号。交叉点开关或矩阵开关包括N+1个输入端子，耦接至N+1个相互相
移脉冲宽度调制相位信号中的相应的相互相移脉冲宽度调制相位信号，以
及N个输出端子，配置用于供应N个相互相移脉冲宽度调制信号中的相
应的相互相移脉冲宽度调制相位信号。交叉点开关的交叉点开关控制器配
置为以预时序间顺序，将N+1个输入端子的各个选择性连接至N个输出
端子的各个输出端子持续预定周期的持续时间，以同时生成N个相互相移
脉冲宽度调制信号，从而每个信号包括N+1个相互相移脉冲宽度调制相位
信号的交错时间段；N为大于或等于2的正整数。
背景技术
D类音频放大器为众所周知类型的音频功率放大器，该放大器一般被
认为，通过在扬声器负载上切换脉冲宽度调制(PWM)或脉冲密度调制
(PDM)信号，来提供扬声器的能效音频驱动。D类音频放大器通常包括
耦接至扬声器负载的基于H桥的输出级，以在扬声器上应用相反相位脉冲
宽度调制音频信号。电感电容(LC)低通滤波器通常插入在基于H桥的
输出级和扬声器负载之间，以抑制PWM或PDM输出信号中的载波成分。
用于脉冲宽度调制音频信号的几个调制方案在现有技术中已被用在基于
PWM的D类放大器中。在所谓AD调制中，H桥的每个输出端子或节点
处的脉冲宽度调制音频信号在相反相位的两个不同电平之间转变或切换。
所述两个不同电平通常分别与较高和较低供电轨相对应，如D类放大器的
正和负DC供电轨。在所谓BD调制中，在扬声器负载上的脉冲宽度调制
信号在三个电平之间交替切换，三个电平的其中两个电平与上文所提的较
高和较低DC供电轨相对应，且第三电平为通过将扬声器负载的两端同时
拉至DC供电轨的其中之一而获得的零电平。当D类放大器正在空闲时(空
闲导致显著功率损失)，这些调制方案都在LC低通滤波器的输出电感中生
成相当大的纹波电流。通过对LC低通滤波器使用相对较大的电感器，这
个缺点通常已被容忍和控制至一定程度。但是，此类大的电感器导致D类
放大解决方法或组件的成本和尺寸的显著增大。
所谓多电平PWM调制对于音频和其他信号的脉冲宽度调制具有特别
的优势形式，且具备许多优于在申请人的PCT申请WO2012/055968号中
详细描述的传统AD和BD调制的好处。这个种类的多电平PWM调制通
常包括耦接至输出级的一个或几个所谓飞跨电容器，以在外部电容器上存
储自身或内部生成的半电源电压水平。这个半电源电压水平是PWM输出
信号的第三电压水平的来源。一个或多个飞跨电容器的平衡关系到多相
PWM信号的准确性。因此，多电平PWM调制要求准确的多相PWM信
号，以实现最优性能。优选地，这些多相PWM信号通过多相脉冲宽度调
制器生成，该调制器从各个高精度多相模拟三角波得出多相PWM信号。
该高精度多相模拟三角波被用来经由各个比较器电路，规定多电平D类放
大器的模拟环路滤波器的输出信号的采样。
但是，由于各种原因，生成此类准确多相PWM信号呈现出显著挑战，
具体而言，生成多相模拟三角波(由若干个独立模拟三角波发生器产生)
的足够良好匹配的信号相位。虽然通过应用时钟频率锁定数字控制信号，
可以数字控制这些模拟三角波的每个的相移和频率或时间周期，保持对多
相三角波(由此类独立三角波发生器产生)的幅度和偏移电压的准确控制
具有挑战性。后述信号特性通常由三角波发生器的有源和无源模拟部件和
元件(如，电流发生器、电容器、电阻器和开关)确定。由于产生散差或
公差，后述部件的值本身具有一定的变化量。虽然某些众所周知的集成电
路设计和布局技术可被利用来减少独立模拟三角波发生器之间的这些部
件变化，但这些技术对于使此类独立生成多相三角波足够准确以达到多电
平D类放大器的最优性能来说，是不足的或不实际的。
多相PWM信号的准确性或匹配的缺乏使多电平D类放大器的各种重
要的性能指标(如能效、飞跨电容器稳定性和一般音频性能)劣化。藉此，
本领域存在对多相脉冲宽度调制器的需求，该多相脉冲宽度调制器产生具
有提高的准确性和匹配的多相脉冲宽度调制信号。
发明内容
该发明的第一方面涉及多相脉冲宽度调制器，该调制器产生具有预定
周期的N个相互相移脉冲宽度调制信号。多相脉冲宽度调制器具体而言十
分适合于在D类音频放大器中应用，但可在很多其他应用中是有用的，如
得益于准确和良好匹配的相移脉冲宽度调制信号的功率逆变器。多相脉冲
宽度调制器包括N+1个模拟三角波发生器，该发生器配置为产生N+1个
相互相移模拟三角波中的相应的相互相移模拟三角波，产生N+1个相互相
移模拟三角波中的每个包括具有大体上线性增加的信号幅度的上升段、具
有大体上线性降低的信号幅度的下降段和具有大体上不变的信号幅度的
空闲信号段，从而上升段和下降段的持续时间与所述预定周期相对应，且
空闲段的持续时间与N个相互相移脉冲宽度调制信号的两个相邻相位之
间的相相移对应。多相脉冲宽度调制器进一步包括N+1个比较器，每个比
较器包括可操作地耦接至N+1个相互相移模拟三角波中的相应的相互相
移模拟三角波的第一输入；以及耦接至音频信号的第二输入，以生成至少
N+1个相互相移脉冲宽度调制相位信号。交叉点开关或矩阵开关包括N+1
输入端子，耦接至N+1个相互相移脉冲宽度调制相位信号中的相应的相互
相移脉冲宽度调制相位信号；以及N个输出端子，配置用于供应N个相
互相移脉冲宽度调制信号中的相应的相互相移脉冲宽度调制信号。交叉点
开关的交叉点开关控制器配置为以预时序间顺序将N+1个输入端子的每
个选择性连接至N个输出端子的每个输出端子持续预定周期的持续时间
内，以同时生成N个相互相移脉冲宽度调制信号，从而每个信号包括N+1
个相互相移脉冲宽度调制相位信号的交错时间段；
N为大于或等于2的正整数。
该多相脉冲宽度调制器能够生成N个高度准确或良好匹配的相互相
移脉冲宽度调制信号，该信号对于用在多电平D类放大器的多电平输出级
中特别具有优势，如在上文所讨论的。交叉点或矩阵开关的操作将预时序
间顺序的N+1个相互相移脉冲宽度调制相位信号的交错时间段插入N个
相互相移脉冲宽度调制信号的每个中。因而，由前文所讨论的N+1个单独
的脉冲宽度调制相位信号之间的匹配问题而造成(例如由N+1个三角波发
生器之间的变化或不匹配以及N+1个比较器之间的不匹配造成的)的信号
错误在3(或一般为N)个脉冲宽度调制信号之间均匀分布。这是可实现
的，因为所生成的脉冲宽度调制信号中的每个包括每个脉冲宽度调制相位
信号的相同数量的交错时间段，从而任何特定脉冲宽度调制相位信号的不
匹配错误在所有脉冲宽度调制信号中均匀分布，而非局限于例如从不匹配
三角波发生器/比较器的单个元件得到的单个脉冲宽度调制信号。
优选地，交叉点开关包括开关网络，该开关网络包括多个半导体开关，
该半导体开关配置用于根据交叉点开关控制器的数字控制信号，将N+1
个输入端子电连接至N个输出端子中的相应输出端子。在数字控制信号的
控制下，根据预时序间顺序将N+1个输入端子以选择性方式连接至N个
输出端子的相应输出端子。技术人员将明白，交叉点开关的开关网络可包
括不同类型的电子或机电开关，如半导体开关，例如，MOSFET。MOSFET
开关在数字集成电路的标准CMOS半导体过程中容易被利用，且具备很
多优势特点，如紧凑布局、低导通电阻、短开关时间等。交叉点开关可包
括在其输入侧并行耦接的N+1个多路复用器。交叉点开关可包括N个多
路复用器，其中每个具有N+1个多路复用器输入和多路复用器输出。优选
地，每个多路复用器的N+1个多路复用器输入耦接至交叉点开关的N+1
个输入端子中的相应输入端子，且每个多路复用器输出耦接至交叉点开关
的N个输出端子的其中之一。N个多路复用器的每个可通过一组选择信号
控制，该组选择信号选择N+1个多路复用器输入中的哪一个路由至多路复
用器输出。
交叉点开关的交叉点开关控制器可包括数字状态机，例如其与该多相
脉冲宽度调制器的剩余部件一起集成于ASIC上或适当配置的现场可编程
逻辑阵列(FPGA)上。相关D类音频放大器的各种电路也可集成于ASIC
或FPGA上。交叉点开关控制器的其他实施方式可包括数字信号处理器
(DSP)，该数字信号处理器例如包括软件可编程DSP核或硬件定制DSP。
本领域的技术人员将明白，由于一个或几个附加或多余三角波可由相
应模拟三角波发生器生成，因此此处所使用的术语“N+1”(例如，结合
N+1个相互相移模拟三角波)意指“至少N+1”。优选地，N值可被选取
为其符合相关多电平输出级的单独相位的要求数量。因而，对于更大数量
的实际多电平输出级，N可具有2和5之间的值。
优选地，交叉点开关控制器配置为在每个点及时地将至少N+1个可用
输入的N个输入的子集连接至N个输出端子的相应输出端子，且将交叉
点开关的剩余输入从N个输出端子的任一个断开。优选地，N个输入的连
续子集之间的切换在与N个相互相移脉冲宽度调制信号的两个相邻相位
之间的预定相相移对应的时间间隔执行。
因而，交叉点开关的信号切换方法使N+1个相互相移脉冲宽度调制相
位信号的至少单个相位信号在每个时刻不活动。不活动脉冲宽度调制相位
信号的选择随时间改变，且可在这个时间点为空闲相位信号，即从相对应
模拟三角波的空闲信号段得到的相位信号。由于基本三角波大体上不变的
电平，所以从这个空闲三角波形得到的脉冲宽度调制相位信号被未适当地
调制。
优选地，N+1个模拟三角波发生器配置为在与空闲段的持续时间相对
应的N+1个相互相移模拟三角波之间产生相移。由于空闲段的持续时间与
N个相互相移宽度调制信号的两个相邻相位之间的相相移对应，即360度
除以N，这个特点以其中总是存在N个非空闲相互相移模拟三角波的方
式，布置N+1个相互相移模拟三角波之间的时序。从N个非空闲相互相
移模拟三角波的这个子集得到的相位信号被连接至交叉点开关的N个输
出端子。结合所附图示，下文详细解释这个时序方面。
在多相脉冲宽度调制器的优选实施方式中，N+1个模拟三角波发生器
的每个包括：
规定模拟三角波的上升和下降段的特性的一组有源和无源电气部件，
用于控制模拟三角波的上升和下降段的开始和持续时间，以及空闲段
的开始和持续时间的时序信号输入，
模拟DC基准电压，
重置开关，配置为在空闲段的持续时间内，选择性将模拟三角波连接
至模拟DC基准电压或断开，以生成模拟三角波的空闲段。
例如，所述一组有源和无源电气部件可包括第一电流源和第二电流
源，配置为根据时序信号输入，选择性地对电容器充电和放电，以确定模
拟三角波的上升和下降段。优选地，由第一和第二电流源供应的电流大体
上相同，且相同持续时间的上升和下降段提供每个模拟三角波的对称三角
波部分。模拟DC基准电压可从产生稳定和准确DC电压水平的带隙基准
电路得到。
N个相互相移脉冲宽度调制信号的每个的预定周期可依照D类放大
器的期望或目标应用而变化，但可与150kHz和5MHz(与N个相互相移
脉冲宽度调制信号的6.67μs和0.2μs之间的周期相对应)之间的PWM
载波频率相对应。
该发明的第二方面涉及D类音频放大器，该放大器包括根据前述权利
要求的任一项的多相脉冲宽度调制器。在D类音频放大器中，N个相互相
移脉冲宽度调制信号耦接至D类音频放大器的多电平输出级的相应输出
功率晶体管。而且，N+1个比较器的每个的第二输入可耦接至D类音频放
大器的反馈环路的环路滤波器的音频信号输出。因而，N+1个相互相移脉
冲宽度调制相位信号由环路滤波器的音频信号输出调制。
该发明的第三方面涉及声音再现组件，包括：根据其中上文所描述的
实施方式的任一个的D类音频放大器，以及可操作地耦接至输出级的输出
的扬声器。
该发明的第四方面涉及一种生成用于D类音频放大器的N个相互相
移脉冲宽度调制信号的方法。N个相互相移脉冲宽度调制信号的每个具有
预定周期。该方法包括以下步骤：
生成N+1个相互相移模拟三角波，每个包括具有大体上线性增加的信
号幅度的上升段、具有大体上线性降低的信号幅度的下降段和具有大体上
不变的信号幅度的空闲信号段，从而上升和下降段的持续时间与所述预定
周期相对应，且空闲段的持续时间与N相互相移脉冲宽度调制信号的两个
相邻相位之间的相相移对应，
将N+1相互相移模拟三角波的每个与音频信号比较，以生成N+1相
互相移脉冲宽度调制相位信号；
将N+1个相互相移脉冲宽度调制相位信号应用至交叉点或矩阵开关
的N+1个输入端子中的相应输入端子，
以预定重复顺序，在预定周期的持续时间内，将N+1个输入端子的每
个选择性地连接至交叉点或矩阵开关的N个输出端子的每个输出端子，以
同时生成N个相互相移脉冲宽度调制信号，从而每个信号包括N+1个脉
冲宽度调制相位信号的交错时间段；
N为大于或等于2的正整数。
附图说明
将结合所附图示，更加详细地描述该发明的优选实施方式，其中：
图1是D类音频放大器的简化方框图，该放大器包括根据该发明的第
一优选实施方式的多相脉冲宽度调制器，
图2是根据本发明第一优选实施方式的多相脉冲宽度调制器的三相形
式的示意图，
图3是4个示例性多相模拟三角波和由图2中的多相脉冲宽度调制器
的三相形式生成的3个相对应的脉冲宽度调制信号的图示，
图4是根据本发明第二优选实施方式的多相脉冲宽度调制器的两相形
式的示意图，
图5是3个示例性多相模拟三角波和由图4的多相脉冲宽度调制器的
两相形式生成的两个相对应的脉冲宽度调制信号的图示，
图6是根据本发明第三优选实施方式的多相脉冲宽度调制器的四相形
似的示意图；并且，
图7是5个示例性多相模拟三角波和由图6中描绘的多相脉冲宽度调
制器的四相形式生成的四个相对应脉冲宽度调制信号的图示。
具体实施方式
图1是基于PWM的D类音频放大器100的示意性示图，基于PWM
的D类音频放大器100包括多相脉冲宽度调制器102，多相脉冲宽度调制
器102产生3个相互相移脉冲宽度调制信号(PWM_0,PWM_120以及
PWM_240)至输出功率级105，输出功率级105可包括差分或H桥输出
驱动器。输出功率级为多电平PWM级，包括3个不同的输出电压水平，
展现出传统AD和BD类调制的先前讨论优势。本领域技术人员将明白，
多相脉冲宽度调制器102的其他实施方式可被配置为生成更少或更多的相
互相移脉冲宽度调制信号，例如2、4或5个脉冲宽度调制信号，用于如
下文详细讨论的相应调整的多电平输出级。输出功率级105可包括栅极驱
动电路，该驱动电路增加3个相互相移宽度调制信号(PWM_0,PWM_120
和PWM_240)的信号幅度，用于基于H桥功率级的八个半导体开关。因
而，允许单独的半导体开关(如MOSFET或IGBT)适当地处在开和关状
态。输出功率级105的PWM调制输出信号通过输出滤波器电路107应用
于扬声器，输出滤波器电路107提供PWM调制输出信号的低通滤波，以
使其PWM载波频率成分衰减，且因而保护扬声器免受潜在危害性高频率
信号。输出滤波器电路107可包括负载电感器和负载电容器，其耦接至基
于H桥的功率级或输出驱动器105的第一和第二互补输出节点的每个。在
一些有用的实施方式中，PWM载波频率或调制频率可在300kHz和5MHz
之间。
交叉点开关控制器包括状态机111(STM)，状态机通过一组数字控制
信号(作为数据总线114示意性示出)控制多相脉冲宽度调制器102的内
部操作。状态机111具有交叉点开关控制器的功能，且可包括组合的和序
列数字逻辑的适当配置集合。可替换地，交叉点开关控制器111可形成微
处理器或数字信号处理器(DSP)的一部分(以软件可编程配置或作为专
用硬件)，配置为提供根据一组可执行程序指令或硬线状态进行的下文所
描述的功能或操作。本领域的技术人员将理解，除了与交叉点开关控制器
111有关的那些之外，微处理器或数字信号处理器可用来实现基于PWM
的D类音频放大器100的其他控制和信号处理功能。状态机111由PWM
时钟发生器112供应PWM时钟信号，以控制状态机111内的操作的时序。
PWM时钟信号还供应至基于H桥的功率级105，以确保状态机111和H
桥电路系统同时操作。
D类音频放大器100进一步包括模拟反馈环路，绕基于H桥的级功率
105布置且包围多相脉冲宽度调制器102和可调整或固定环路滤波器101。
模拟反馈环路包括模拟求和节点109，布置在环路滤波器101前以用于在
节点中从音频处接收模拟音频输入信号。从基于H桥功率级105(即，先
于输出滤波器电路107)得到的反馈信号耦接至求和节点109，例如经由
反馈式衰减器(未示出)。通过求和节点109从模拟音频输入信号减去反
馈信号从而形成误差信号或差分信号(e)，其应用于环路滤波器101的输
入。环路滤波器的输出为经滤波的音频信号(Au)，其应用于多相脉冲宽
度调制器102的输入。经滤波的音频信号并行应用于多相脉冲宽度调制器
102内的多个比较器电路，用于生成相对应的脉冲宽度调制相位信号，如
下文参考多相脉冲宽度调制器102的详细示意而另外详细解释的。
图2为多相脉冲宽度调制器102的优选实施方式的简化示意图。多相
脉冲宽度调制器102由状态机111利用一些数字控制信号up_dnz[3:0]、
rst[3:0]、sel_pwm_0[0:1]、sel_pwm_1[0:1]和sel_pwm_2[0:1]来控制。数字
控制信号的该集合示意性示出在图1中的控制总线114上。
多相脉冲宽度调制器102被配置用于产生3个先前讨论的相互相移脉
冲宽度调制信号，PWM_0、PWM_120和PWM_240。这些相互相移脉冲
宽度调制信号的每个具有由脉冲宽度调制信号的选取载波频率所设定的
预定周期。这个载波频率可被设定为上文所讨论的PWM时钟信号的频率。
载波频率的选取将根据D类放大器的期望或目标应用而改变，但可在300
kHz和5MHz之间。因而，预定周期可在1/5000000和1/300000s之间。
多相脉冲宽度调制器102包括4个模拟三角波发生器201、203、205
和207。模拟三角波发生器的每个被配置为在发生器输出处产生模拟三角
波。这个模拟三角波应用于相关比较器电路的第一比较器221的第一输入
(trio_0)。优选地，模拟三角波发生器201、203、205和207的每个包括
第一和第二恒定电流源，其耦接至电荷存储电容器的共用节点。通过使用
第一和第二恒定电流源分别对电荷存储电容器进行交替充电和放电，在共
用节点处生成具有大体上线性增加的信号幅度的上升段和具有大体上线
性降低的信号幅度的下降段。模拟三角波的上升段和下降段的开始和持续
时间由第一上/下控制信号up_dnz[0]控制，第一上/下控制信号up_dnz[0]
为先前讨论的控制信号up_dnz[3:0]的一条控制线，先前讨论的控制信号
up_dnz[3:0]应用于第一模拟三角波发生器201。第一模拟三角波另外包括
具有大体上不变的信号幅度的空闲信号段。优选地，该大体上不变的信号
幅度通过将存储电容器处的共用输出节点钳位至已由用于适当小的通导
电阻的半导体开关定义好的DC基准电压来生成。这个电压钳位动作通过
控制信号rst[0]来控制，控制信号rst[0]应用于半导体开关的控制端子，例
如MOSFET的栅极端子。第一模拟三角波至DC基准电压的这种钳位固
定了第一模拟三角波的最低水平。此外，空闲信号段的持续时间与N个相
互相移脉冲宽度调制信号(PWM_0、PWM_120和PWM_240)的两个相
邻相位之间的相移对应，即在本实施方式中为120度，其具有足够长的时
间从而允许第一模拟三角波的最低水平的十分准确的设置以及得到下文
所讨论的优势。上升段和下降段的持续时间与预定周期大体上相对应，预
定周期反过来与PWM载波频率的一个周期或周期段相对应。下文参考图
3的波形图相对于PWM信号的周期讨论模拟三角波的每个的上升、下降
和空闲段的时序方面。模拟三角波发生器中的每个发生器输出可从电荷存
储电容器的共用节点处获得。这个电压可直接(或例如经由适当的缓冲设
备或电路)传输至发生器输出。
多相脉冲宽度调制器102进一步包括4个比较器，例如连续时间或切
换比较器电路211、213、215和217。4个比较器的每个具有第一输入(tri_1
至tri_4)，其耦接至4个模拟三角波发生器201、203、205和207的发生
器输出中的相应发生器输出。4个比较器的每个的第二输入(vref)都连
接至先前讨论的相同滤波音频信号(Au)，该滤波音频信号由图1的环路
滤波器101输出。因而，比较器电路211、213、215和217的每个在输出
处生成脉冲宽度调制相位信号，即pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3，
该脉冲宽度调制相位信号编码相同的滤波音频信号，但是具有由4个模拟
三角波发生器201、203、205和207生成的模拟三角波之间的相对应相位
差所规定的相互相位差。
状态机111通过控制模拟三角波发生器201、203、205和207的每个
的时序，控制模拟三角波(tri_0、tri_1、tri_2和tri_3)之间的相对相移。
第一模拟三角波发生器201通过第一上/下控制信号或控制位up_dnz[0]来
控制，从而上升段通过控制位的一个逻辑水平来激活，且下降段通过相反
逻辑水平来控制。最后，当控制信号或控制位rst[0]变为逻辑高时，模拟
三角波(tri_0)被钳位至DC基准电压，以初始化模拟三角波(tri_0)的
空闲段，该空闲段所持续的持续时间与3个相互相移脉冲宽度调制信号的
两个相邻相位之间的前文所讨论的相移(如PWM_120和PWM_240之间
的相移)相对应。第一上/下控制信号up_dnz[0]的选取逻辑水平的持续时
间设定第一模拟三角波tri_0的上升段的持续时间，且第一上/下控制信号
up_dnz[0]的选取相反逻辑水平的持续时间同样设置下降段的持续时间。状
态机111被配置为使得上升和下降段的组合持续时间等于预定周期，即相
移脉冲宽度调制信号PWM_0、PWM_120和PWM_240的每个的周期。剩
余模拟三角波发生器203、205和207以及它们相关的比较器电路213、215
和217在相应控制信号或位(up_dnz[1]、rst[1]；up_dnz[2]、rst[2]和
up_dnz[3]、rst[3])组的时序控制下，以类似的方式起作用。但是，控制信
号利用相移脉冲宽度调制信号PWM_0、PWM_120和PWM_240的两个相
邻相位之间的上文所讨论的相移，而相互相移，如通过下文参考图3所解
释的。四个模拟三角波发生器201、203、205和207的结果为四个相互相
移模拟三角波tri_0、tri_1、tri_2和tri_3，如下文详细讨论的。
脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3应用
于交叉点或矩阵开关218的相应输入端子in_0至in_3。交叉点开关218
被配置为经由内部开关网络将四个输入端子in_0至in_3耦接至下文所描
述的3个输出端子o_0、o_1和o_2中的相应输出端子。因而，在每个时
间点，根据由数字选取信号或位sel_0、sel_1和sel_2所规定的输入至输
出路由选择，四个输入端子in_0至in_3中的3个输入端子电气耦接至3
个输出端子o_0、o_1和o_2中的相应输出端子。特定路由选择持续第一
时间段的持续时间，之后通过状态机利用数字选择信号的合适新设置进行
新的路由选择。后述数字选择信号由状态机111生成。藉此，在每个时间
点，四个输入端子in_0至in_3中的单个输入端子保持不耦接至3个输出
端子o_0、o_1和o_2中的任一个。非耦接或非选取输入端子为其中在空
闲段中从三角波生成的脉冲宽度调制相位信号所应用至的端子，如下文进
一步详细解释的。在输出端子o_0、o_1和o_2的每个处，相互相移脉冲
宽度调制信号PWM_0、PWM_120和PWM_240的每个通过根据预定时间
顺序，编接或拼接脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和
pwm_p3的时间段而生成。因而，相互相移脉冲宽度调制信号PWM_0,
PWM_120和PWM_240通过在输出端子o_0、o_1和o_2的每个处交错四
个脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3但在每
个时间点使用不同的脉冲宽度调制相位信号，而同时生成。
本领域的技术人员将明白，交叉点开关218的内部开关网络可包括不
同类型的开关，如半导体开关(例如MOSFET)。MOSFET开关在用于数
字集成电路的标准CMOS半导体过程中容易被利用，且具有很多有益特
性，如紧凑布局、低导通电阻，短开关时间等。交叉点开关218可包括三
个独立4输入/1输出数字多路复用器，其中每个多路复用器通过两个控制
位来控制。4输入数字多路复用器的四个输入并行耦接至脉冲宽度调制相
位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3的相应脉冲宽度调制相位
信号，而输出端子o_0、o_1和o_2为多路复用器的各个输出。
图3示意性示出上文概述的方法，该方法通过将脉冲宽度调制相位信
号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3的交错时间段拼接，来生成相
互相移脉冲宽度调制信号PWM_0、PWM_120和PWM_240的每个。4个
最上波形分别为第一至第四相互相移模拟三角波tri_0、tri_1、tri_2和tri_3，
如上文结合图2所讨论的。如关于tri_0波形所示，模拟三角波的每个包
括具有大体上线性增加的信号幅度的上升段303和具有大体上线性下降的
信号幅度的下降段305和具有大体上不变的信号幅度的空闲信号段307。
空闲信号段307的持续时间由符号△ph标记，且与上文所讨论的相互相移
脉冲宽度调制信号PWM_0、PWM_120和PWM_240的相邻相位之间的
120度相移对应。剩余三角波的空闲信号段的每个的持续时间相同。模拟
三角波tri_0、tri_1、tri_2和tri_3的两个之间的相移还与空闲信号段307
的持续时间相对应。实际上，当四个相互相移模拟三角波tri_0、tri_1、tri_2
和tri_3的其中之一是空闲时，总是存在另外三个模拟三角波是非空闲的，
且因此供应各个有效脉冲宽度调制相位信号。
因而，空闲信号段的持续时间导致四个模拟三角波tri_0、tri_1、tri_2
和tri_3的每个具有周期时间或周期，该周期时间或周期与四倍相移△ph
相对应，且这也应用于脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2
和pwm_p3的每个的周期时间。另一方面，脉冲宽度调制信号PWM_0、
PWM_120和PWM_240的每个具有与三倍相移△ph相对应的周期时间或
周期。通过以PWM_0波形上方所描绘的三角波上所指示的顺序(即，0、
3、2、1、0等，其指示波形段顺序：pwm_p0、pwm_p3、pwm_p2、pwm_p1、
pwm_p0等)，交错四个脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2
和pwm_p3来生成所描绘的脉冲宽度调制信号PWM_0。所描绘的脉冲宽
度调制信号PWM_0的每个时间段的线型指示对应模拟三角波和对应脉冲
宽度调制相位信号的时间段的来源。同样的情况自然应用于剩余两个所描
绘的脉冲宽度调制信号PWM_120和PWM_240。脉冲宽度调制信号
PWM_120和PWM_240由与PWM_0相同的四个脉冲宽度调制相位信号
pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3的时间顺序生成，虽然PWM_0
被延迟四倍△ph，四倍△ph反过来与模拟三角波的一个周期相对应。相邻
脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_120之间的相对或相互相移达到120
度或一倍△ph，如前文所解释，一倍△ph代表脉冲宽度调制信号的三分之
一周期时间。
所描述的脉冲宽度调制信号PWM_0的时间段的每个具有第一时间段
的持续时间，且四个脉冲宽度调制相位信号的两个之间的切换总是在波形
为零时执行。此外，四个脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2
和pwm_p3的时间顺序通过状态机111选取，使得对于脉冲宽度调制信号
的每个，从一个相位信号到接续相位信号的切换恰恰在相应三角模拟波达
到其空闲段的末尾时执行。这个特征或特性通过虚线箭头311示出，用于
在所描绘的脉冲宽度调制信号PWM_0中从相位信号tri_0切换至相位信号
tri_3。这个特性是具有优势的，这是因为它确保所指的空闲段的水平被以
高度准确性固定于前文所讨论的模拟DC基准电压，即意味着模拟三角波
的最低水平或开始水平被紧密控制。这使在四个模拟三角波tri_0、tri_1、
tri_2和tri_3之间分布的最低水平最小化，且因此提高脉冲宽度调制相位
信号pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3之间的匹配。
藉此，剩余相互相移脉冲宽度调制相位信号的存在允许四个模拟三角
波tri_0、tri_1、tri_2和tri_3的准确性和匹配性的提高。
交叉点开关控制器111和交叉点开关218在脉冲宽度调制相位信号
pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2和pwm_p3的选取和拼接方面的结合功能在
于，交叉点开关的四个(一般为N+1)输入端子的每个根据时间顺序，随
时间选择性耦接至3个输出端子(一般为N个端子)的每个。在每个时间
点，使脉冲宽度调制相位信号的其中之一未被使用，即没有连接至交叉点
开关218的3个输出端子的任一个。以这种方式，三个脉冲宽度调制信号
PWM_0、PWM_120和PWM_240的每个通过以预定时间顺序，将四个脉
冲宽度调制相位信号的每个的时间段交错和拼接在一起而生成，虽然相对
彼此而相移，使得所生成的4(或一般为N+1)个不同相位信号的3(或
一般为N)个不同脉冲宽度调制相位信号在任何时间点被连接至3(或一
般为N)个输出端子。脉冲宽度调制相位信号的每个的时间段的预定时间
顺序被描绘在信号PWM_0、PWM_120和PWM_240的每个上方的模拟三
角波上。在这个实施方式中，时间顺序为0-3-2-1-0-3-2等。时间顺序对所
有信号PWM_0、PWM_120和PWM_240相同，但具有相互相移脉冲宽度
调制信号的每对相邻信号之间的480度相移(与模拟三角波tri0至tri3的
时间段相对应)。
因而，由前文所讨论的N+1个单独脉冲宽度调制相位信号之间的匹配
问题、由N+1个三角波发生器之间的变化或不匹配，以及N+1个比较器
之间的不匹配所导致的信号误差，在3(或一般为N)个脉冲宽度调制信
号之间均匀分布。这被实现是因为所生成的脉冲宽度调制信号的每个包括
4(N+1)个脉冲宽度调制相位信号中的每个的相同数量交错时间段，从而
任何特定脉冲宽度调制相位信号中的不匹配误差在所有脉冲宽度调制信
号中均匀分布，而非局限于例如从不匹配三角波发生器/比较器得到的单个
脉冲宽度调制信号。
图4是多相脉冲宽度调制器的第二实施方式的简化示意图。多相脉冲
宽度调制器102、111的第一实施方式和本实施方式的相对应特征通过相
对应的参考数字来指示以方便比较。该多相脉冲宽度调制器402、411被
配置用于产生两个相互相移脉冲宽度调制信号，PWM_0和PWM_180，从
在交叉点或矩阵开关418的输入端子处提供的3个脉冲宽度调制相位信号
(即pwm_p0、pwm_p1和pwm_p2)得到。因而，在本实施方式中，N等
于2。多相脉冲宽度调制器402的操作的时序经由一些数字控制信号
up_dnz[2:0]、rst[2:0]、sel_pwm_0[0:1]和sel_pwm_1[0:1]，基于状态机通过
交叉点开关控制器411控制，这是类似于第一实施方式的调制器。
多相脉冲宽度调制器402产生具有相反相位的两个前文所讨论的相互
相移脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_180，即具有180度的相位差。
这些相互相移脉冲宽度调制信号的每个具有由上文所讨论的PWM时钟信
号的载波频率所设置的预定周期时间或PWM周期。多相脉冲宽度调制器
402包括作为前文所讨论的第一实施方式的模拟三角波发生器进行操作的
3个模拟三角波发生器401、403和405。多相脉冲宽度调制器402进一步
包括3个独立的比较器411、413和415，其类似于结合该发明的第一实施
方式所讨论的那些，且耦接至3个模拟三角波发生器401、403和405的
相应输出。因而，3个脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1和pwm_p2
在3个比较器的各个比较器输出处生成，且应用于交叉点开关418的各个
输入端子in_0、in_1和in_2。交叉点开关418被配置为经由内部开关网络
根据由数字选择信号或位sel_0和sel_1所规定的输入至输出路由选择，在
每个时间点，将三个输入端子in_0至in_2中的两个电耦接至两个输出端
子o_0、o_1。交叉点开关418的特定路由选择持续半个周期的持续时间，
即下文所讨论的相互相移三角波tri0、tri1和tri2的每个的空闲信号段的持
续时间，之后，如前文所描述，通过状态机作出新的路由选择。在输出端
子o_0和o_1的每个处，相互相移脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_180
的每个通过根据预定时间顺序将脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1
和pwm_p2的时间段编接或拼接而生成。因而，如前文所提，通过在输出
端子o_0和o_1的每个处，交错三个脉冲宽度调制相位信号pwm_p0、
pwm_p1和pwm_p2但在每个时间点使用脉冲宽度调制相位信号的不同
段，来同时生成相互相移脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_180。图5
示意性描绘3个三角波tri0、tri1和tri2，3个脉冲宽度调制相位信号
pwm_p0、pwm_p1和pwm_p2，以及两个180度相移脉冲宽度调制信号
PWM_0和PWM_180的结果波形。如图5所示出，在这个实施方式中，
第一三角波tri0和剩余三角波tri1和tri2的空闲信号段507的长度或持续
时间△ph与在本实施方式中利用的脉冲宽度调制信号PWM_0和
PWM_180之间的180度相移对应。因而，在这个实施方式中，空闲信号
段507的持续时间还等于PWM_0和PWM_180信号的两个相邻相位之间
的相移。因而，相互相移的3个模拟三角波tri0、tri1和tri2具备相互相移
脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_180的半周期或180度的相对相移。
第一三角波tri_0，以及tri1和tri2的上升段503和下降段505的持续时间
还与脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_180的周期相对应。三角波tri_0、
tri1和tri2的每个的时间的周期与三倍相移△ph相对应，且这也应用于脉
冲宽度调制相位信号pwm_p0、pwm_p1和pwm_p2的每个的周期。另一
方面，脉冲宽度调制信号PWM_0和PWM_180的每个具有与两倍相移△
ph相对应的周期时间或周期。虚线箭头511示出在tri0的空闲段的开始和
tri2的空闲段的结束点，交叉点开关如何从将脉冲宽度相位信号pwm_p0
连接至交叉点开关的第一输出切换至脉冲宽度调制相位信号pwm_p2连接
至交叉点开关的第一输出。因而，在过程中生成脉冲宽度调制信号PWM_0
的前两个周期。
图6为多相脉冲宽度调制器的第三实施方式的简化示意图。多相脉冲
宽度调制器102、111的第一实施方式和本实施方式的相对应特征通过相
对应的参考数字指示，以方便比较。本多相脉冲宽度调制器602、611被
配置用于产生四个相互相移脉冲宽度调制信号PWM_0、PWM_90、
PWM_180和PWM_270，从交叉点或矩阵开关618的输入端子处的五个
脉冲宽度调制相位信号(即pwm_p0、pwm_p1、pwm_p2、pwm_p3和
pwm_p4)得到。因而，在本实施方式中，N等于4。多相脉冲宽度调制器
602的操作的时序基于状态机经由一些数字控制信号up_dnz[4:0]、rst[4:0]、
sel_pwm_0[0:1]、sel_pwm_1[0:1]、sel_pwm_2[0:1]和sel_pwm_3[0:1]，通
过交叉点开关控制器611来控制，这类似于调制器的第一实施方式。
多相脉冲宽度调制器602产生四个前文所讨论的90度相互相移脉冲
宽度调制信号PWM_0、PWM_90、PWM_180和PWM_270。多相脉冲宽
度调制器602包括作为前文所讨论的第一实施方式的模拟三角波发生器而
操作的五个模拟三角波发生器601、603、605、607和609。多相脉冲宽度
调制器602进一步包括类似于结合第一和第二实施方式所讨论的那些而
操作的五个独立比较器611、613、615、617和619，以生成输入至交叉点
或矩阵开关618的上文所提的五个脉冲宽度调制相位信号。如上文，交叉
点或矩阵开关的操作具有的结果是，相互相移脉冲宽度调制信号PWM_0、
PWM_90、PWM_180和PWM_270的每个通过根据预定时间顺序将脉冲
宽度调制相位信号的交错时间段编接或拼接而生成。脉冲宽度调制相位信
号的时间段的这个预定顺序描绘在信号PWM_0、PWM_90、PWM_180和
PWM_270的每个上方的模拟三角波上。在这个实施方式中，时间顺序为
0-4-3-2-1-0-4-3等。该时间顺序对所有信号PWM_0、PWM_90、PWM_180
和PWM_270相同，除了相互相移脉冲宽度调制信号的每对相邻信号之间
的所移动的430度相位或时间之外。
图5示意性描绘3个三角波tri0、tri1和tri2，3个脉冲宽度调制相位
信号pwm_p0、pwm_p1和pwm_p2，以及两个180度相移脉冲宽度调制
信号PWM_0和PWM_180的结果波形。如所示，在这个实施方式中，第
一三角波tri_0的空闲信号段507的长度或持续时间，以及剩余三角波tri1
和tri2的空闲段持续时间与在本实施方式中利用的脉冲宽度调制信号
PWM_0和PWM_180之间的180度相移对应。因而，在这个实施方式中，
空闲信号段507的持续时间还等于PWM_0和PWM_180信号的两个相邻
相位之间的相移。因而，3个模拟三角波tri0、tri1和tri2的每个具有与四
倍相移△ph相对应的周期时间或周期，且这也应用于脉冲宽度调制相位信
号pwm_p0,pwm_和pwm_p2的每个的周期。另一方面，脉冲宽度调制信
号PWM_0和PWM_180的每个具有与三倍相移△ph相对应的周期时间或
周期。