一种高精度欠采样测频方法技术领域
本发明涉及一种频率测量技术，特别是一种高精度欠采样测频方法。
背景技术
传统的高频采样技术主要依赖于高速AD的技术以及信道化技术对输入信号进行
处理，这种处理方式依赖与AD的发展水平，高速AD通常采样位数较低，无法获得高分辨率的
信号，不适用于高频采样。
反辐射导引头等被动接收系统中通常需要对输入频率进行有效的估计之后进行
相关操作，因为受制于采样定律(被采样信号的频率需要低于采样信号频率的2倍)以及AD
的采样速率，所以在外界输入未知频率的高频信号时候，接收系统对于高频信号的估计会
有困难，产生估计错误或者估计缓慢等情况。这是因为接收系统首先需要对信号进行准确
的范围估计，通过变频完成将输入信号变换到AD可以采集的频率域内的操作，最后通过结
合AD的计算结果和变频参数才可以对原信号的频率参数进行估计。
在实际使用过程中，通常无法准确地对输入信号范围进行估计，因此，需要多次对
信号进行变频操作来确认输入信号的范围，如果变频操作不恰当还会产生错误的结果。而
且因为变频没有目标指向性，在变频操作过程中会耗费大量时间。同时，根据采样定律，若
想对较大范围频率信号进行采样，需要使用高速的AD已完成相关的频率估计。首先，高速的
AD会带来位数的降低，使采样信号的分辨率有所降低；其次，受电子制造技术影响，采购高
速的AD会导致成本会指数上升，是设备的成本大幅增多；随后，当前最高速级别的AD采样速
率基本集中在5G以内，而对应的输入信号范围已覆盖几十G；最后，高速AD会带来布板布线
的困难，EMI/EMC极难控制，增加了设计及制作难度。
发明内容
本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种通过使用多个低速
AD电路代替高速AD电路的提高了采样分辨率的高精度欠采样测频方法。
本发明的技术解决方案是：一种高精度欠采样测频方法，包括如下步骤：
(1)选取M个AD电路，并将M个AD电路的采样频率分别记为f1，f2，f3，…，fM；
(2)将频率为fin的待采样信号按照fin_i＝fin-n*fset/N的方式划分为N个信道
分配信号，第i个信道分配信号的频率为fin_i，其中，n＝0，1，2，…，N-1，i＝1，2，3，…，N，N
为正整数，fset的取值范围为[0，lcm(f1,f2,…,fM)]，lcm表示最小公倍数；
(3)对第i个信道分配信号进行相位控制，令第i个信道分配信号初始相位为θi，其
中，i为正整数且i的初值为1；
(4)使用M个AD电路对第i个信道分配信号进行采样得到采样数据，并记为Di1、Di2、
Di3，…，DiM，对采样数据Di1、Di2、Di3，…，DiM进行傅里叶变换得到傅里叶变换幅度谱、傅里叶
变换相位谱，进而得到采样数据Di1，Di2，Di3，…，DiM的频率集合fi1，fi2，fi3，…，fiM，初始相位
集合θi1，θi2，θi3，…，θiM，其中，fi1，fi2，fi3，…，fiM和θi1，θi2，θi3，…，θiM均为二维数组；
(5)对频率集合fi1，fi2，fi3，…，fiM和初始相位集合θi1，θi2，θi3，…，θiM分别使用内
插法进行校正得到校正频率集合f’i1，f’i2，f’i3，…，f’iM和校正初始相位集合θ’i1，θ’i2，θ
’i3，…，θ’iM；
(6)使用信道初始输入相位θi依次筛选校正初始相位集合θ’i1，θ’i2，θ’i3，…，θ’iM，
得到校正初始相位集合中每个校正初始相位的二维数组中与θi最接近的1个校正初始相位
数值，进而得到校正频率集合中M个校正初始相位数值分别对应的频率
得到采样数据Di1，Di2，Di3，…，DiM的频率集合分别为
其中，k，m，p，l均为自然数；
(7)在频率集合中的每个频率集
中寻找与其他频率集中频率相同或最接近的1个频率，进而得到M个频率，并分别记为
进而得到第i个信道频率fin_i为
f i n _ i = f 1 f 1 + f 2 + f 3 + ... + f M · f i 1 ′ + f 2 f 1 + f 2 + f 3 + ... + f M · f i 2 ′ + f 3 f 1 + f 2 + f 3 + ... + f M · f i 3 ′ + ... + f M f 1 + f 2 + f 3 + ... + f M · f i M ′ ]]>
其中，包括M个频率集；
(8)i＝i+1，重复步骤(3)至步骤(7)直至i＝N，得到N个信道的信道频率fin_i；
(9)分别获取第i个信道的信道信噪比SNRi，进而得到待采样信号的频率fin为
f i n = Σ i = 1 N SNR i Σ i = 1 N SNR i ( f i n _ i + i · f s e t N ) . ]]>
所述的M≥2。
所述的θi为0°。
所述的M＝3。
本发明与现有技术相比的优点在于：
(1)本发明方法通过使用多个低速AD替代了原有的需要高速AD的试验场景，相比
直接使用这种位数的高速AD，提高了采样的分辨率；
(2)本发明方法通过使用内插校正算法校正了傅里叶变换的栅栏效应，相比现有
的直接采样计算有着更为精确的频率结果；
(3)本发明方法克服了现有技术因高速器件成本随电路频率的升高而快速升高的
缺陷，通过使用多个低速AD大大降低了测频成本和硬件设计成本；
(4)本发明方法通过利用信噪比的方式完成频率的估计，与现有的直接高速AD采
样技术相比，能够获得与信噪比相关的频率估计。
附图说明
图1为本发明一种高精度欠采样测频方法原理流程图。
具体实施方式
本发明针对现有的测频技术不能确定高频信号频率的不足，通过使用多个特定频
率的低速采样AD完成对超出采样定理频率信号的频率确定工作，解决了某些适用场景中需
要对高频信号频率进行精确测量的问题，本发明高精度欠采样测频方法首先对信号进行信
道折叠，将输入信号根据按照采样频率均匀折叠在多个信道通路上，随后通过相位控制将
各信道的信号按照FFT(快速傅里叶变换)的计算长度对信道信号进行截取，通过使用不同
采样频率的AD进行采样得到各个通道的采样值，再对各个通道采集信号进行FFT/DFT(离散
傅里叶变换)，得到傅里叶变换结果后分别通过相位判断得到对应谱线位置，随后使用
candan或Jacobsen等谱线校正方法对谱线结果进行校正，得到各个通道频率结果，最后得
到各个信道频率进而得到最后的估计频率，下面结合附图对本发明方法进行详细说明。
如图1所示，本发明测频方法包括如下步骤：
步骤1：将待采样信号(S(t)，其频率为fin)输入到按照设定频率(fset，fset<lcm
(f1,f2,f3)，lcm表示最小公倍数)均匀划分为N个信道的采集系统中，每个信道分别进行折
叠变频处理(fin_i＝fin-n*fset/N,n＝0,1..N-1,i＝1..N)后得到N个分配信道信号(Si表
示，其频率为fin_i,i＝1..N)，其中，N为正整数，f1、f2、f3分别为本发明选取的3个AD的采
样频率，一般不少于2个AD，本发明以3个为例。
步骤2：在第1个信道中对分配信号进行输入相位控制，保证信道分配信号的初始
输入相位为确定值(θi，一般保证初始相位为0°)。其他信道均为同样操作，此后步骤3～5，
均以第1个信道为例，所述操作在每一信道中均为同样的操作过程。
步骤3：对信道分配信号使用多个不同频率的AD进行采样得到采样数据，并记为
D11、D12、D13，对采样数据分别进行傅里叶变换得到对应的幅度谱、相位谱，进而得到采样数
据的主频率幅度集合f11、f12、f13，采样数据的主频率初始相位集合θ11、θ12、θ13，其中，f11、
f12、f13、θ11、θ12、θ13均为二维数组。
步骤4：对傅里叶变换后的结果f11、f12、f13和θ11、θ12、θ13使用内插法进行校正，计算
得到校正结果集f11’、f12’、f13’和θ11’、θ12’、θ13’，然后利用信道初始输入相位θ1对照θ11’，
θ12’，θ13’获得真实值的集合坐标(即分别从θ11’或者θ12’或者θ13’的二维数组中挑选与θ1最
接近的数值)，将坐标结果带入频率集合f11’、f12’、f13’获得对应的D11、D12、D13的频率结果
因此可以构建D11、D12、D13的频率谱分别为：k、
m、p为自然数。
步骤5：根据中国余数定理对频率谱进行整合，即在频率谱
中寻找最小偏差相近值，分别为因频率精度与AD采样
频率正相关，所以用AD采样频率构建权值计算信道频率的输出值，其计算式为
f i n _ 1 = f 1 f 1 + f 2 + f 3 · f 11 ′ + f 2 f 1 + f 2 + f 3 · f 12 ′ + f 3 f 1 + f 2 + f 3 · f 13 ′ ]]>
步骤6：将各个信道频率利用各个信道信噪比SNRi作为权值对各信道频率进行融
合，其融合计算式为完成欠采样测频。
下面结合实施例对本发明方法进行详细说明，假设某个信道内信道搬移得到的输
入信号的频率为31354，输入信号通过相位控制模块对输入相位进行控制。然后在各分支通
道中选取AD采样速率为f1＝30K、f2＝40K和f3＝5K。随后将采样的N＝10000个数据进行直
接FFT计算，可以得到对应的FFT结算频率值，分别为[8644,31356]，[1353,28647]，[2255,
47745]；随后使用Candan内插方法对结果进行估计和修正，得到对应的修正结果为
[8646.0,31354.0]，[1354.0,28646.0]，[18646,31354.0]，随后通过频谱矫正的方法对频
谱值进行选取，得到各采样AD对应的实际结果：31354.0，1354.0，31354.0，随后通过余数定
理对频率进行筛选和权值计算，得到单一通道的频率估计结果31354Hz，各通道结果可以通
过信噪比构建的权值进行频率融合结算，最后得到对应的频率结果。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。