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1、(10)申请公布号 CN 103746659 A (43)申请公布日 2014.04.23 CN 103746659 A (21)申请号 201410003435.1 (22)申请日 2010.03.31 61/165,090 2009.03.31 US 12/582,090 2009.10.20 US 201080014674.7 2010.03.31 H03F 1/08(2006.01) H03F 1/48(2006.01) (71)申请人 高通股份有限公司 地址 美国加利福尼亚州 (72)发明人 哈里什S穆萨利 施雷亚斯森 (74)专利代理机构 北京律盟知识产权代理有限 责任公司 112。
2、87 代理人 宋献涛 (54) 发明名称 宽带干扰检测器 (57) 摘要 本发明涉及宽带干扰检测器， 特别是描述用 于检测所接收信号中的干扰信号的技术。在一个 方面中， 利用高速电流镜电阻性补偿电路和输出 阻抗提升电路来增加改进的宽带放大器电路中的 放大器带宽。在另一方面中， 利用包括共源极拓 扑、 平均电容器和比较器电路的双晶体管配置来 改进在峰值检测器块中对信号峰值的感测， 所述 峰值检测器块可与所述宽带放大器电路和数字干 扰检测电路一起使用以检测干扰信号。所述数字 干扰检测电路帮助确定干扰信号在所述所接收信 号内的存在， 由于如所描述的所述数字干扰检测 电路的可编程性的缘故， 所述确定可。
3、能是可变的。 (30)优先权数据 (62)分案原申请数据 (51)Int.Cl. 权利要求书 3 页 说明书 9 页 附图 7 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书3页 说明书9页 附图7页 (10)申请公布号 CN 103746659 A CN 103746659 A 1/3 页 2 1. 一种峰值检测器块， 其包括晶体管、 电容器电路和比较器电路， 其中 ： 所述晶体管的栅极端子耦合到输入信号， 所述晶体管的源极端子耦合到电源， 所述晶体管的漏极端子耦合到所述电容器电路的第一端子和所述比较器电路的输入 端子， 且 所述电容器电路的第二端子耦合到接地信号。
4、源。 2. 根据权利要求 1 所述的峰值检测器块， 其中所述晶体管为 PMOS 晶体管。 3. 根据权利要求 1 所述的峰值检测器块， 其中所述晶体管为 NMOS 晶体管。 4. 根据权利要求 1 所述的峰值检测器块， 其中所述晶体管被施以偏压以在弱反转模式 下操作。 5. 根据权利要求 1 所述的峰值检测器块， 其中所述比较器电路将所述晶体管输出信号 与所选阈值信号进行比较。 6. 根据权利要求 5 所述的峰值检测器块， 其中所述所选阈值信号是可编程的。 7. 一种峰值检测器块， 其包括第一晶体管、 第二晶体管、 第一电容器、 第二电容器和比 较器电路， 其中 ： 所述第一晶体管的栅极端子耦。
5、合到输入信号， 所述第一晶体管的源极端子耦合到第一电源， 所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述第一电容器的第一端子和所述比较器电路的 第一输入端子， 所述第一电容器的第二端子耦合到接地信号源， 所述第二晶体管的栅极端子耦合到所述输入信号， 所述第二晶体管的源极端子耦合到第二电源， 所述第二晶体管的漏极端子耦合到所述第二电容器的第一端子和所述比较器电路的 第二输入端子， 且 所述第二电容器的第二端子耦合到所述接地信号源。 8. 根据权利要求 7 所述的峰值检测器块， 其中所述第一晶体管和所述第二晶体管中的 至少一者被施以偏压以在弱反转模式下操作。 9.根据权利要求7所述的峰值检测器块， 其中所述第。
6、一晶体管为PMOS晶体管且所述第 二晶体管为 NMOS 晶体管。 10. 根据权利要求 7 所述的峰值检测器块， 其中所述第一和第二晶体管以共源极配置 来耦合。 11. 根据权利要求 7 所述的峰值检测器块， 其中所述比较器电路将两个输入信号与独 立阈值信号进行比较。 12. 根据权利要求 11 所述的峰值检测器块， 其中所述独立阈值信号中的每一者是可编 程的。 13. 一种在数字干扰检测电路中的方法， 其包含 ： 对在此期间来自比较器电路的信号处于逻辑高值的循环的数目进行计数 ； 以及 当所述计数的循环数目大于阈值时， 产生中断信号。 14. 根据权利要求 13 所述的方法， 其中在所要循环。
7、数目之后使所述计数的循环数目复 权 利 要 求 书 CN 103746659 A 2 2/3 页 3 位。 15. 根据权利要求 13 所述的方法， 其中所述阈值是可编程的。 16. 根据权利要求 14 所述的方法， 其中所述所要循环数目是可编程的。 17. 根据权利要求 13 所述的方法， 其中在请求外部复位请求的情况下使所述循环数目 复位。 18. 一种在宽带干扰检测器中的方法， 其包含 ： 检测干扰信号， 以及 一旦感测到干扰信号， 就产生中断信号。 19. 根据权利要求 18 所述的方法， 所述对干扰信号的检测进一步包含 ： 放大所接收信号， 测量所述所接收信号的峰值， 将所述所接收信。
8、号的所述峰值与阈值信号进行比较， 在所要持续时间期间对量值大于所述阈值信号的峰值的数目进行计数， 以及 在所计数的峰值数目大于阈值的情况下产生中断信号。 20. 根据权利要求 19 所述的方法， 其中所述阈值信号是可编程的。 21. 根据权利要求 19 所述的方法， 其中所述所要持续时间是可编程的。 22. 根据权利要求 19 所述的方法， 其中所述阈值是可编程的。 23. 一种宽带干扰检测器， 其包括 ： 宽带放大器电路， 峰值检测电路， 比较器电路， 以及 数字干扰检测电路， 其中所接收信号耦合到所述宽带放大器电路的输入端子， 所述宽带放大器电路的输出端子耦合到所述峰值检测电路的输入端子，。
9、 所述峰值检测电路的输出端子耦合到所述比较器电路的第一输入端子， 阈值信号耦合到所述比较器电路的第二输入端子， 且 所述比较器电路的输出耦合到所述数字干扰检测电路的输入端子。 24. 根据权利要求 23 所述的宽带干扰检测器， 其中所述阈值信号是可编程的。 25. 根据权利要求 23 所述的宽带干扰检测器， 其中所述宽带放大器电路包括 ： 第一有 效负载， 其耦合到输入晶体管的漏极端子且配置为高速电流镜电阻性补偿电路 ； 以及第二 有效负载， 其耦合到所述输入晶体管的所述漏极端子且配置为输出阻抗提升电路。 26. 根据权利要求 25 所述的宽带干扰检测器， 其中所述宽带放大器电路进一步包括 ：。
10、 第三有效负载， 其耦合到所述第一有效负载的输出且配置为第二高速电流镜电阻性补偿电 路 ； 以及第四有效负载， 其耦合到所述第一有效负载的所述输出且配置为第二输出阻抗提 升电路。 27. 根据权利要求 25 所述的宽带干扰检测器， 其中所述高速电流镜电阻性补偿电路包 括 ： 第一晶体管， 第二晶体管， 以及 权 利 要 求 书 CN 103746659 A 3 3/3 页 4 第一电阻器， 其中所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述输入晶体管的所述漏极端子， 所述第一晶体管的源极端子耦合到所述第二晶体管的栅极端子， 所述第一电阻器的第一端子耦合到所述第一晶体管的所述栅极端子， 所述第一电阻器的第二。
11、端子耦合到所述第二晶体管的栅极端子， 所述第一晶体管的源极端子耦合到电源， 且 所述第二晶体管的源极端子耦合到所述电源。 28. 根据权利要求 23 所述的宽带干扰检测器， 其中所述峰值检测器块包括第一晶体 管、 第二晶体管、 第一电容器、 第二电容器和比较器电路， 其中 ： 所述第一晶体管的栅极端子耦合到输入信号， 所述第一晶体管的源极端子耦合到第一电源， 所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述第一电容器的第一端子和所述比较器电路的 第一输入端子， 所述第一电容器的第二端子耦合到接地信号源， 所述第二晶体管的栅极端子耦合到所述输入信号， 所述第二晶体管的源极端子耦合到第二电源， 所述第二晶体管的。
12、漏极端子耦合到所述第二电容器的第一端子和所述比较器电路的 第二输入端子， 且 所述第二电容器的第二端子耦合到所述接地信号源。 29. 根据权利要求 23 所述的宽带干扰检测器， 其中所述数字干扰检测电路包含 ： 用于放大所接收信号的装置 ； 用于测量所述所接收信号的峰值的装置 ； 用于将所述所接收信号的所述峰值与阈值信号进行比较的装置 ； 用于在所要持续时间期间对量值大于所述阈值信号的峰值的数目进行计数的装置 ； 以 及 用于在所计数的峰值数目大于阈值的情况下产生中断信号的装置。 权 利 要 求 书 CN 103746659 A 4 1/9 页 5 宽带干扰检测器 0001 分案申请 0002。
13、 本发明专利申请是申请日为2010年3月31日， 申请号为201080014674.7， 以及发 明名称为 “宽带干扰检测器” 的发明专利申请案的分案申请。 0003 依据 35U.S.C.119 主张优先权 0004 本专利申请案主张 2009 年 3 月 31 日申请的题目为 “宽带干扰检测器 (Wideband Jammer Detector)” 的第 61 165,090 号临时申请案的优先权， 所述临时申请案转让给本 受让人且特此以引用的方式明确地并入本文中。 技术领域 0005 本发明大体来说涉及电子设备， 且更特定来说涉及一种宽带干扰检测器。 背景技术 0006 在例如码分多址 。
14、(Code Division Multiple Access， CDMA)、 全球移动通信系统 (Global System for Mobile communications， GSM)和无线局域网(Wireless Local Area Network， WLAN) 通信装置等通信装置中， 检测干扰信号的能力是改进通信装置的性能所必 需的。通信装置包括接收器电路， 其利用相关电路从所有其它所接收信号解密所要通信信 号。当相关过程期间存在干扰信号时， 使装置性能降级。 0007 干扰信号可由内部或外部源引入。内部干扰信号为接收器所引入的干扰信号。一 实例为接收器内的电压控制振荡器(volta。
15、ge controlled oscillator， VCO)所产生的时钟 杂波 (clock spur)。 0008 外部干扰信号为在接收器外部的源所引入的干扰信号。 一实例为另一通信装置中 的发射器所发射的信号， 其在接收器的接收频带中产生带外发射。 0009 干扰信号以两种方式影响接收器的灵敏度。干扰信号可 ( 例如 ) 使接收器中的 模数转换器的灵敏度降低， 借此使其灵敏度降级。在接收器中的本地振荡器信号的奇谐 波(odd harmonic)处出现的干扰信号降频转换到接收频带中， 从而使基带处的信号灵敏度 降级。因此， 当接收器未检测到干扰信号时， 可能将误差引入到已解调的数据包中。 0。
16、010 所有干扰信号可因此使通信装置内的接收器的性能降级， 且最终使装置处理信号 的能力降级。因此， 检测尽可能多的干扰信号 ( 甚至极低功率的干扰信号 ) 的能力有助于 改进通信装置内的接收器的性能。 0011 举例来说， 在典型的 CDMA 装置中， 当存在 CDMA 干扰信号时， 接收器进入受保护模 式， 在此模式下由干扰检测器作出决策。干扰检测器检测近处的干扰信号， 例如靠近接收 (RX) 频带的干扰信号。宽带干扰检测器能够还检测距 RX 频带几百 MHz 远的干扰信号。干 扰检测器允许接收器在不存在干扰信号时在无保护或低功率模式下操作， 且在存在干扰信 号的情况下在受保护或高功率模式。
17、下操作。 0012 需要一种能够检测在宽带宽范围内的低功率干扰信号且同时消耗最少量功率的 宽带干扰检测器。 说 明 书 CN 103746659 A 5 2/9 页 6 发明内容 0013 本发明大体来说描述用于检测所接收信号中的干扰信号的技术。 0014 在本发明的一个方面中， 利用高速电流镜电阻性补偿电路和输出阻抗提升电路来 增加改进宽带放大器电路中的放大器带宽。 0015 在本发明的另一方面中， 利用包括共源极拓扑、 平均电容器和比较器电路的双晶 体管配置来改进在峰值检测器块中对信号峰值的感测。 0016 在本发明的另一方面中， 所述峰值检测器块与所述宽带放大器电路和数字干扰检 测电路一。
18、起使用以检测干扰信号。 0017 在本发明的又一方面中， 所述宽带放大器电路与峰值检测电路、 比较器电路和数 字干扰检测电路一起使用以形成宽带干扰检测器， 来检测通信装置的所接收信号中的干扰 信号。 附图说明 0018 图 1 为具有宽带干扰检测器的接收器的框图。 0019 图2A和图2B分别为标准电流镜电阻性补偿电路和高速电流镜电阻性补偿电路的 电路层级图。 0020 图 3 为根据示范性实施例的宽带放大器电路、 峰值检测器块和数字干扰检测电路 的示意图。 0021 图 4 展示根据另一示范性实施例的峰值检测器块的示意图， 所述峰值检测器块可 用于对来自图1的标准接收器中的宽带放大器电路以及。
19、并入有图3中所示的宽带放大器电 路的接收器的输出 RF2 进行峰值检测。 0022 图 5 展示根据一示范性实施例的数字干扰检测电路 350 的操作流程图。 0023 图6A和图6B展示根据一示范性实施例的用于实施数字干扰检测电路的两种不同 数字逻辑配置。 0024 图 7 为接收器路径的框图。 0025 为促进理解， 在可能的情况下已使用相同参考数字来表示各图所共有的相同元 件， 但适当时可添加后缀来区分此类元件。 图式中的图像出于说明性目的已简化， 且未必按 比例描绘。 0026 附图说明本发明的示范性配置， 且因此不应被认为会限制本发明的范围， 本发明 的范围可容许其它同样有效的配置。相。
20、应地， 已预期一些配置的特征可有益地并入于其它 配置中而无需进一步叙述。 具体实施方式 0027 词语 “示范性” 在本文中用以表示 “充当实例、 例子或说明” 。本文中描述为 “示范 性” 的任何实施例未必被解释为比其它实施例优选或有利。 0028 下文中结合附图所阐述的具体实施方式希望作为对本发明的示范性实施例的描 述且不希望表示其中可实践本发明的仅有实施例。贯穿此描述所使用的术语 “示范性” 意 味着 “充当实例、 例子或说明” ， 且未必应解释为比其它示范性实施例优选或有利。具体实 说 明 书 CN 103746659 A 6 3/9 页 7 施方式包括特定细节以便实现提供对本发明的示。
21、范性实施例的透彻理解的目的。 所属领域 的技术人员将显而易见， 可在无这些特定细节的情况下实践本发明的示范性实施例。在一 些情况下， 以框图形式展示众所周知的结构和装置以免使本文所呈现的示范性实施例的新 颖性模糊不清。图 1 为具有宽带干扰检测器 100 的标准接收器的框图。第一低噪声放大器 (LNA)101 放大射频输入信号 RF IN 以产生经放大信号 RF1。经放大信号 RF1 耦合在宽带干 扰检测器 100 的输入处且还耦合到第二低噪声放大器 107 的输入。第二低噪声放大器 107 向同相和正交 (in-phase and quadrature， I Q) 混频器 108 产生差分输。
22、出信号 RF3。 0029 宽带干扰检测器 100 包含宽带放大器电路 102、 峰值检测电路 103、 平均电容器 104、 比较器电路 105 和数字干扰检测电路 106。宽带放大器电路 102 为低功率宽带宽放大 器。宽带放大器电路接收且放大来自 LNA101 的 RF1 以产生经放大信号 RF2。RF2 连接到峰 值检测电路 103 的输入。峰值检测电路 103 产生与经放大信号 RF2 的峰值电压成比例的输 出电压电平。 0030 电容器 104 的一端耦合到接地。电容器 104 的相对端耦合到峰值检测电路 103 的 输出且耦合到比较器电路 105 的取样输入 Vin。电容器 10。
23、4 用以对峰值检测电路 103 的输 出求平均值。比较器电路 105 还接收参考输入 Vref。比较器电路 105 的输出随输入信号 Vin 和 Vref 而改变。当 Vin 大于或等于 Vref 时， 比较器电路 105 的输出 PEAK_DET 切换到 逻辑高状态。相反， 当 Vin 小于 Vref 时， 输出 PEAK_DET 切换到逻辑低状态。峰值检测电路 103、 电容器 104 和比较器电路 105 界定峰值检测器块 107。 0031 PEAK_DET耦合到数字干扰检测电路106的输入。 数字干扰检测电路106在经编程 的持续时间内对 PEAK_DET 的值取样。在装置操作期间可。
24、控制并改变所述经编程的持续时 间。当数字干扰检测电路 106 在所述经编程的持续时间内计数到经编程的阈值数目个逻辑 电平高样本时， 数字干扰检测电路 106 产生中断输出干扰检测器信号 JDET。 0032 图 2A 和图 2B 分别为标准电流镜电路 200A 和高速电流镜电阻性补偿电路 200B 的 电路层级图。 0033 如图 2A 中所示的标准电流镜电路 200A 包含电流源 201 以及两个晶体管 202 和 203。晶体管 202 和 203 为 NMOS 装置。 0034 晶体管 202 经配置为参考晶体管， 其中晶体管 202 的漏极耦合到两个晶体管 202 与 203 的栅极。。
25、此标准电流镜配置的 3db 截止频率 (cutoff frequency) 可表达为 ： 0035 方程式 (1) 0036 其中， gm为晶体管 202 的跨导， Cgs为晶体管 202 的栅极到源极电容， 且 o为 3dB 截止频率 ( 以弧度为单位 )。 0037 比较来说， 如图 2B 中所示的高速电流镜电阻性补偿电路包含电流源 204、 电阻器 205 以及两个 NMOS 晶体管 206 和 207。电阻器 205 的第一端子耦合到晶体管 206 的栅极。 电阻器 205 的第二端子耦合到晶体管 207 的栅极和晶体管 206 的漏极。晶体管 206 经配置 为参考晶体管， 其中晶体。
26、管 206 的漏极耦合到晶体管 207 的栅极且耦合到电阻器 205 的第 二端子。此高速电流镜电阻性补偿配置的 3dB 截止频率可表达为 ： 0038 方程式 (2) 说 明 书 CN 103746659 A 7 4/9 页 8 0039 方程式 (3) 0040 方程式 (4) 0041 方程式 (5) 0042 当 ： 0043 ( 理论值 ) 方程式 (6) 0044 其中， gm1为晶体管 202 的跨导， Cgs1为晶体管 202 的栅极到源极电容， R 为电阻器 205， 且 o为 3dB 截止频率 ( 以弧度为单位 )。可以看出， 当电阻器 205 具有等于晶体管 206 的跨。
27、导的倒数的电阻值时， 电阻器 205 的添加使理论 3dB 截止频率增加 2 的因数。此导 致带宽显著增加。 0045 图 3 为根据一示范性实施例的宽带放大器电路 300、 峰值检测器块 350 和数字干 扰检测电路 360 的示意图。宽带放大器电路 300 包含电容器 C1、 电阻器 R1、 PMOS 输入晶体 管 302、 第一高速电流镜电阻性补偿电路 317 和第二高速电流镜电阻性补偿电路 318、 运算 放大器 315、 NMOS 晶体管 316， 以及第一输出阻抗提升电路 319 和第二输出阻抗提升电路 320。 如同图1中所示的标准接收器中一样， 峰值检测块350可包含峰值检测电。
28、路103、 电容 器104和比较器电路105。 类似地， 数字干扰检测电路可包含如同图1中所示的标准接收器 中的数字干扰检测电路 106 中一样的电路。 0046 或者， 峰值检测块 350 和数字干扰检测电路 360 可对应于下文分别结合图 4 和图 6 所描述的新的数字逻辑电路。 0047 返回参看图 3， 高速电流镜电阻性补偿电路 317 包括电阻器 305 以及 PMOS 晶体管 303 和 304。高速电流镜电阻性补偿电路 318 包括电阻器 314 以及 NMOS 晶体管 312 和 313。 0048 电容器 C1 的第一端子耦合到信号输入 RF1。电容器 C1 的第二端子耦合到。
29、晶体管 302 的栅极。经由电容器 C1 对输入信号 RF1 的串联耦合提供对输入信号 RF1 的 AC 耦合。 AC 耦合电容器 C1 隔离前一级的 DC 电平且允许 NMOS 晶体管 302 被施以所要值 Vbias 的偏 压。电阻器 R1 的第一端子耦合到电压源 Vbias。电阻器 301 的第二端子耦合到晶体管 302 的栅极。改变 Vbias会控制施加到晶体管 302 的栅极的偏置电压。当需要额外增益时， 增加 Vbias 以在晶体管 302 的栅极与源极之间产生增加的电压 VGS。 0049 VGS与晶体管漏极电流之间的关系可表达为 ： 0050 方程式 (7) 0051 其中， 。
30、n为电荷载流子有效迁移率， W 为栅极宽度， L 为栅极长度且 Cox为晶体管 302 每单位面积的栅极氧化物电容。漏极电流与跨导之间的关系可表达为 ： 0052 方程式 (8)。 0053 晶体管 302 的源极耦合到接地。晶体管 302 的漏极耦合到包括高速电流镜电阻性 补偿电路 317 和输出阻抗提升电路 319 的有效负载。如上所述， 高速电流镜电阻性补偿电 说 明 书 CN 103746659 A 8 5/9 页 9 路 317 通过引入零而提供额外带宽。输出阻抗提升电路 319 增加晶体管 302 的输出电阻。 输出电阻的增加使晶体管 302 所提供的增益增加。 0054 输出阻抗。
31、提升电路 319 有两个目的。首先， 输出阻抗提升电路从晶体管 303 分流 出 DC 电流， 借此允许晶体管 303 成为具有高带宽的小型低电流装置。晶体管 304 与 303 具 有为 4 1 的装置尺寸比。DC 电流以及 RF 电流在从晶体管 303 到晶体管 304 的过程中得 以放大。其次， 输出阻抗提升电路 319 从主路径分流出 DC 电流。然而， 输出阻抗提升电路 319 不应从主路径分流出 RF 信号。此通过提升输出阻抗来实现。输出阻抗可表达为 ： 0055 ROUT=(1+gmR)rOUT 方程式 (9) 0056 其中， R 为电阻器 307 且 rOUT为电阻器 306。
32、。 0057 高速电流镜电阻性补偿电路317的输出耦合到高速电流镜电阻性补偿电路318和 输出阻抗提升电路320。 与输出阻抗提升电路319类似， 输出阻抗提升电路320具有相同的 两个目的。输出阻抗可表达为 ： 0058 ROUT=A(1+gmrOUT)rOUT 方程式 (10) 0059 其中， A 为放大器 310 且 rOUT为电阻器 311。 0060 输出阻抗的提升用一种不同的技术来实现。高速电流镜电阻性补偿电路 318 的输 出耦合到晶体管 316 的漏极和运算放大器 315 的负输入。运算放大器 315 的正输入耦合到 设定为 VDD 2 的电压源。运算放大器 315 的配置借。
33、助于运算放大器 (OP AMP)315 的所述 输入之间的虚拟短路效应将宽带放大器的 DC 输出驱动到 VDD 2。OP AMP315 控制晶体管 316 的栅极电压以产生用以对晶体管 313 进行馈给的电流源。OP AMP315 确保节点 RF2 被 施以 VDD 2 的偏压。此可通过将晶体管 M6 的栅极驱动到使 RF2 设定为 VDD 2 所需的 任何电压来实现。RF2 对峰值检测器块 350 进行馈给。 0061 从晶体管 302 处的 RF 输入到输出节点 RF2 的增益可表达为 ： 0062 方程式 (11)。 0063 一股来说， 且如本文所使用， 增益可(i)等于1(线性单位)。
34、， 其为0dB(对数单位) ； (ii) 大于 1( 线性单位 ) ； 或 (iii) 小于 1( 线性单位 )。大于 1( 线性单位 ) 的增益对应于 信号放大和正增益 ( 以 dB 计 )。小于 1( 线性单位 ) 的增益对应于信号衰减和负增益 ( 以 dB 计 )。衰减为负增益， 使得 xdB 的衰减相当于 -x dB 的增益。 0064 图 4 展示根据另一示范性实施例的峰值检测器块 350 的示意图， 所述峰值检测器 块 350 可用于对来自图 1 的标准接收器中的宽带放大器电路 102 以及并入有图 3 中所示的 宽带放大器电路 300 的接收器的输出 RF2 进行峰值检测。 00。
35、65 峰值检测器块350包括峰值检测电路103、 电容器耦合电路104和比较器电路 105。峰值检测电路 103包括上部负峰值检测器部分和下部正峰值检测器部分。来自 前一级的 RF2 放大输出在上部负峰值检测器部分和下部正峰值检测器部分中的每一者中 耦合到相应的峰值检测器输入晶体管 400 和 401。晶体管 400 为 PMOS 晶体管。晶体管 400 的源极耦合到 VDD。对 PMOS 晶体管 400 施以偏压以使其处于弱反转区域中， 以允许其跟随 经放大干扰信号的负峰值。晶体管 400 的漏极耦合到电流源 406。PMOS 晶体管 400 以共源 极配置来配置以允许检测负峰值信号。电容器。
36、 402 的第一端子耦合到晶体管 400 的漏极和 比较器 405 的负取样输入 Vneg。电容器 402 的第二端子耦合到接地。电容器 402 对晶体管 说 明 书 CN 103746659 A 9 6/9 页 10 400 的输出求平均值以产生信号 Vneg。将负阈值输入 Vneg_ref设定为所选阈值电压电平。在 一些设计中， 所选阈值电压电平 Vpos_ref可为可编程的。 0066 晶体管401是被施以偏压以在弱反转区域中操作的NMOS晶体管， 因此所述晶体管 将跟随经放大干扰信号的正峰值。晶体管 401 的源极耦合到接地。晶体管 401 的漏极耦合 到电流源 407。因此， NMO。
37、S 晶体管 401 以共源极配置来配置以允许检测正峰值信号。电容 器 403 的第一端子耦合到晶体管 401 的漏极和比较器 405 的正取样输入。电容器 403 的第 二端子耦合到接地。电容器 403 对晶体管 401 的输出求平均值以产生信号 Vpos。将正阈值 输入值 Vpos_ref设定为所选阈值电压电平。在一些设计中， 所选阈值电压电平 Vpos_ref可为可 编程的。 0067 晶体管 400 和 401 被施以偏压以在弱反转模式 ( 另外称作 “截止”或 “亚阈 值” 模式 ) 下操作。当栅极到源极电压小于晶体管的阈值电压时， 发生弱反转。理想地， 电流不应流过处于弱反转模式的晶。
38、体管。然而， 由于电子能量的波兹曼分布 (Boltzman distribution)的缘故， 源极处的一些能量较大的电子可进入通道且流向晶体管的漏极。 此 导致亚阈值电流， 此电流与施加到晶体管的栅极到源极电压呈指数相关。在弱反转模式下 操作允许晶体管 400 和 401 产生足够大以适当驱动比较器 405 的输出电流。栅极到源极电 压与亚阈值电流之间的关系可表达为 ： 0068 方程式 (12) 0069 其中， IDO= 当 VGS=Vth时的电流， 且斜率因子 n 由下式给出 0070 n=1+CD COX 方程式 (13) 0071 其中， CD= 耗尽层的电容， 且 COX= 氧化。
39、物层的电容。 0072 比较器405将输入信号Vneg的振幅与阈值信号Vneg_ref的振幅进行比较。 比较器405 还将输入信号 Vpos的振幅与阈值信号 Vpos_ref的振幅进行比较。当任一输入信号的振幅大于 对应的阈值信号的振幅时， 将比较器 405 的输出信号 PEAK_DET 设定为逻辑高状态。当两个 输入信号的振幅均低于对应的阈值信号的振幅时， 将比较器405的输出信号PEAK_DET设定 为逻辑低状态。 0073 如图1中所描述， 常规数字干扰检测电路106在经编程的持续时间内对比较器105 的输出取样。在装置操作期间可控制并改变所述经编程的持续时间。当数字干扰检测电路 106。
40、 在所述经编程的持续时间内计数到超过经编程的阈值数目个逻辑电平高样本时， 数字 检测电路 106 产生中断输出信号 JDET。 0074 图 5 展示根据一示范性实施例的数字干扰检测电路 350 的操作流程图。 0075 在步骤 500 中， 初始化比较器电路 150 和所有计数器。不同事件可起始步骤 500， 所述事件例如 ： 装置通电、 干扰检测电路逾时、 单线总线接口 (SBI) 越权控制 (override)、 全域复位， 或增益模式转变。在步骤 500 中， 使数字干扰检测电路时钟复位。一旦在步骤 500中使数字干扰检测电路时钟复位， 两个独立过程就开始并行操作。 第一独立过程包括步。
41、 骤 503、 504 和 505。第二独立过程包括步骤 506、 507、 508 和 509。 0076 第一独立过程包括步骤503、 504和505。 在步骤503中， 提供数字干扰检测电路逾 时周期。在步骤 504 中， 数字干扰检测电路确定是否已经过步骤 503 中所提供的干扰检测 电路逾时周期。如果尚未经过数字干扰检测电路逾时周期， 那么重复步骤 504。在步骤 505 说 明 书 CN 103746659 A 10 7/9 页 11 中， 如果已经过干扰逾时周期， 那么发送复位请求。 0077 第二独立过程包括步骤506、 507、 508和509。 在步骤506中， 数字干扰检。
42、测电路对 比较器 105 的输出取样且确定经取样输出是否为逻辑高信号。如果经取样输出并非逻辑高 信号， 那么停止计数且维持当前计数值。在步骤 507 中， 从属计数器确定干扰存在的平均时 间。在步骤 508 中， 数字干扰检测电路确定峰值计数器值是否大于经编程的峰值阈值。在 步骤 509 中， 发送干扰中断信号且产生使过程返回到步骤 501 的复位请求。 0078 数字干扰检测电路确定是否已作出外部复位请求。不同事件可起始外部中断， 所 述事件例如 ： 单线总线接口 (SBI) 覆写、 全域装置复位或增益模式转变。 0079 图 6A 和图 6B 展示根据一示范性实施例的用于实施数字干扰检测电。
43、路 360 的两 种不同数字逻辑配置。块 600 为初始化逻辑， 其在以下输入中的任一者受到触发时产生数 字干扰检测电路复位信号 ： 全域复位、 增益模式转变、 SBI 越权控制或数字干扰检测电路逾 时。 0080 在图 6A 中， 块 601 为 SR 锁存电路。SR 锁存电路为在输入已切断后维持稳定输出 的逻辑门布置。SR 锁存电路具有设定输入 (S) 和复位输入 (R)。当所述设定输入为逻辑高 状态时， 将输出设定为逻辑高状态。 当所述复位输入为逻辑高状态时， 将输出设定为逻辑低 状态。块 601 的输出耦合到块 602 的输入。 0081 块602为松弛振荡电路(relaxation 。
44、oscillation circuit)。 松弛振荡电路为利 用逐步充电然后快速放电的电容器的振荡器电路。可用电阻器或电流源、 电容器和阈值装 置 ( 例如单结晶体管 (iniunction transistor) 或耿氏二极管 (Gunn diode) 来实施相关 电路。当块 601 的输出为 ON 时， 松弛振荡器 602 产生以预定频率振荡的输出信号。 0082 所述振荡输出信号为数字干扰检测电路时钟。松弛振荡器的输出耦合到 8 位计数 器 603 的输入。8 位计数器 603 对所取样的振荡进行计数。8 位计数器 603 输出已观测到 的振荡的数目。互斥或 (XOR) 电路 604 的。
45、第一输入耦合到 8 位计数器 603 的输出。XOR 电 路 604 的第二输入耦合到 SBI 比较信号。XOR 电路 604 从所述 SBI 比较信号确定阈值比较 值。XOR 电路 604 将 8 位计数器 603 所提供的数目与 SBI 比较值进行比较。如果 8 位计数 器 603 所提供的数目大于 SBI 比较值， 那么 XOR 电路 604 产生检测到干扰的中断信号。 0083 在图 6B 中， 块 605 为转变检测逻辑。转变检测逻辑 605 检测输入信号的逻辑电平 的任何改变或转变， 且在其对应的输出上产生始终为高的逻辑电平。转变检测逻辑 605 的 Q 输出耦合到 SR 锁存器 。
46、606 的 S 输入。转变检测逻辑 605 的 Q 输出 (Q 输出的反转形式 ) 耦合到 SR 锁存器 606 的 R 输入。转变检测器目的在于在电路初始化后第一次存在干扰信 号时检测升高的比较器输出。此操作开始 “扫描” 模式， 此时电路开始扫描干扰信号。转变 检测器触发逾时计数器， 逾时计数器确定电路扫描干扰信号所需的时间。如果干扰计数在 逾时计数器触发之前达到 ( 由从属计数器确定的 ) 所要阈值， 那么 JDET 信号升高， 从而指 示干扰信号检测。 0084 块 606 为 SR 锁存电路。SR 锁存电路为在输入已切断后维持稳定输出的逻辑门布 置。SR 锁存电路具有设定输入 (S)。
47、 和复位输入 (R)。当所述设定输入为逻辑高状态时， 将 输出设定为逻辑高状态。当所述复位输入为逻辑高状态时， 将输出设定为逻辑低状态。块 606 的输出耦合到块 607 的输入。 0085 块 607 为松弛振荡器。松弛振荡器为利用逐步充电然后快速放电的电容器的振荡 说 明 书 CN 103746659 A 11 8/9 页 12 器电路。可用电阻器或电流源、 电容器和阈值装置 ( 例如单结晶体管或耿氏二极管 ) 来实 施松弛振荡器。当块 606 的输出为逻辑高信号时， 松弛振荡器 607 产生以预定频率振荡的 输出信号。所述振荡输出信号为数字干扰检测电路时钟。松弛振荡器输出耦合到 8 位计。
48、数 器 608 的输入。8 位计数器 608 对所取样的振荡进行计数。8 位计数器 608 输出已观测到 的振荡的数目。 0086 XOR 电路 609 的第一输入耦合到 8 位计数器电路 608 的输出。XOR 电路 609 的第 二输入耦合到 SBI 比较信号。XOR 电路 609 从所述 SBI 比较信号确定阈值比较值。XOR 电 路 609 将 8 位计数器 608 所提供的数目与 SBI 比较值进行比较。如果 8 位计数器 608 所提 供的数目大于 SBI 比较值， 那么 XOR 电路 609 产生检测到干扰的中断信号。XOR 电路 609 的 输出耦合到脉冲展宽器电路 (puls。
49、e stretcher circuit)610 的输入。脉冲展宽器 610 产 生扩展的复位信号， 其意图在干扰逾时发生时使内部状态计数器复位。 0087 图 7 展示接收器路径的框图。LNA701 的差分输出端子耦合到 I Q 混频器 702。 耦合到 LNA701 的输入的输入信号包含所要的 RF 信号、 本地振荡器 (LO) 信号、 近处的干扰 信号和远处的干扰信号。根据本文中所描述的示范性实施例， 宽带干扰检测器 100 检测 LO 信号、 近处的干扰信号和远处的干扰信号的存在。 0088 所属领域的技术人员将理解， 可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示信息 和信号。举例来说， 可由电压、 电流、 电磁波、 磁场或磁粒子、 光场。