说明书一种卫星导航抗干扰天线数字信号正交分解方法
技术领域
本发明属于卫星导航抗干扰领域，是实现卫星导航抗干扰天线中频数字信号正交分解的一种算法。
背景技术
在卫星导航抗干扰天线的信号处理过程中，对AD采样后的数字实信号进行正交分解是数字信号处理的第一步。数字信号正交分解得到的I、Q两路数字信号的幅度和相位的平衡性是影响卫星导航抗干扰天线对干扰抑制能力的关键因素之一。因此，为了更好地完成对卫星导航干扰信号的抑制，前提是设计一种可较好保持I、Q两路数字信号的幅度和相位平衡性的数字信号正交分解方法。
目前，对实信号进行数字正交分解的主要方法有：基于傅里叶变换的数字正交分解方法、基于希尔伯特变换的数字正交分解方法、以特定的采样方式进行的数字正交分解方法以及利用数字混频进行的数字正交分解方法。基于傅里叶变换的数字正交分解方法利用两次傅里叶变换完成I、Q路的分解，可以得到较为理想的镜像抑制效果，但计算量较大。基于希尔伯特变换的数字正交分解方法的计算量较小，但由于对输入信号采样点数为有限字长，导致其分解后得到的I、Q路的不平衡性较大。以特定的采样方式进行的数字正交分解方法工程实现较为方便，对窄带信号的分解效果较好，但对于宽带信号，其分解后得到的I、Q路的不平衡性较大。利用数字混频进行的数字正交分解方法的采样率不受信号频率的限制，对于窄带信号，其精度比以特定的采样方式进行的数字正交分解方法高，但对于宽带信号其分解后得到的I、Q路的不平衡性依然较大。
针对卫星导航信号的压制式干扰信号通常为覆盖整个卫星导航信号频带范围的宽带信号。在卫星导航抗干扰天线处理中通常采用基于傅里叶变换的数字正交分解方法完成数字信号的I、Q路分解。但是，由于卫星导航抗干扰天线包含多个通道，同时对多个通道进行傅里叶变换及逆傅里叶变换的运算量非常大，需要耗费数字信号处理器中大量的乘法器和存储器资源。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明提供一种卫星导航抗干扰天线数字信号正交分 解方法，采用偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器完成对模数转换后中频实数字信号的正交分解，适用于对宽带信号的正交分解处理、计算量小且易于工程实现。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：
第一步、计算FIR滤波器的归一化频率点，包括通带第一频率点通带第二频率点阻带第一频率点和阻带第二频率点其中，f0是卫星导航抗干扰天线中频工作的中心频率，B是卫星导航抗干扰天线中频工作的带宽，Fs是模数转换器的采样频率，D是通带与阻带之间的过渡带宽；
第二步、设计FIR滤波器在归一化频率范围内的期望幅度响应向量
a＝[a0,astop1,apass1,apass2,astop2,a1]
其中，a0表示在归一化频率点0上的期望幅度响应值；astop1表示在归一化频率点fstop1上的期望幅度响应值；apass1表示在归一化频率点fpass1上的期望幅度响应值；apass2表示在归一化频率点fpass2上的期望幅度响应值；astop2表示在归一化频率点fstop2上的期望幅度响应值；a1表示在归一化频率点1上的期望幅度响应值；
a0、astop1、apass1、apass2、astop2和a1的取值范围在0～1之间。
第三步、根据归一化频率点和期望幅度响应向量，采用Parks-McClellan算法设计K阶的滤波系数偶对称FIR滤波器和滤波系数奇对称滤波器，分别得到偶对称FIR滤波器系数向量beven和奇对称FIR滤波器系数向量bodd；将卫星导航抗干扰天线中频实数字信号同时送入偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器，偶对称FIR滤波器输出与输入数字信号同相的I路信号，奇对称FIR滤波器输出与输入数字信号正交的Q路信号。
本发明的有益效果是：采用本发明方法实现的128阶偶对称FIR和奇对称FIR滤波器对模数转换后中频实数字信号进行正交分解后对镜频的抑制效果与采用傅里叶变换法进行8192点FFT运算得到的镜频抑制效果相当。但是，本发明方法需要的复乘和复加运算共为254次，而8192点FFT运算则需要复乘和复加运算共为53248次。此外，傅里叶变换数字信号正交分解方法采用块处理方式实现对每个数据块的正交分解，但数据块之间的信号相位连续性无法保证，而本发明方法只要将偶对称FIR滤波 器和奇对称FIR滤波器系数确定后即可通过流水线形式实现对输入数字中频实信号的正交分解，可以保证输出正交数字信号的相位连续性。因此，本发明方法比基于傅里叶变换的数字正交分解方法计算量小，更适用于对卫星导航抗干扰天线信号处理中AD采样后的数字实信号进行正交分解。
附图说明
图1是期望幅度响应向量与归一化频率点对应关系示意图；
图2是卫星导航抗干扰天线数字信号正交分解过程示意图；
图3是FIR滤波器期望幅度响应示意图；
图4是偶对称FIR滤波器系数和奇对称FIR滤波器系数示意图，其中，(a)是偶对称FIR滤波器系数，(b)是奇对称FIR滤波器系数；
图5是偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器幅度响应示意图，其中，(a)是偶对称FIR滤波器幅度响应，(b)是奇对称FIR滤波器幅度响应；
图6是偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器相位响应。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。
本发明偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器的设计实现步骤如下：
第一步：根据卫星导航抗干扰天线中频工作的中心频率f0、带宽B、模数转换器的采样频率Fs以及通带与阻带之间的过渡带宽D(通常取2MHz～4MHz)计算FIR滤波器归一化的通带第一频率点fpass1、通带第二频率点fpass2、阻带第一频率点fstop1和阻带第二频率点fstop2，计算表达式如下：
fpass1=2f0-BFs---(1)]]>
fpass2=2f0+BFs---(2)]]>
fstop1=2f0-B-2DFs---(3)]]>
fstop2=2f0+B+2DFs---(4)]]>
第二步：设计FIR滤波器在归一化频率范围内的期望幅度响应向量a，表达式如下：
a＝[a0,astop1,apass1,apass2,astop2,a1] (5)
其中，a0表示在归一化频率点0上的期望幅度响应值；astop1表示在归一化频率点fstop1上的期望幅度响应值；apass1表示在归一化频率点fpass1上的期望幅度响应值；apass2表示在归一化频率点fpass2上的期望幅度响应值；astop2表示在归一化频率点fstop2上的期望幅度响应值；a1表示在归一化频率点1上的期望幅度响应值。a0、astop1、apass1、apass2、astop2和a1的取值范围在0～1之间。图1所示为期望幅度响应向量与归一化频率点的对应关系。
第三步：根据第一步计算得到的归一化频率点和第二步设计得到的期望幅度响应向量，采用Parks-McClellan算法设计阶数为K阶的滤波系数偶对称FIR滤波器和滤波系数奇对称滤波器，分别得到偶对称FIR滤波器系数向量beven和奇对称FIR滤波器系数向量bodd。
将卫星导航抗干扰天线中频实数字信号同时送入滤波系数为beven和bodd的FIR滤波器，滤波系数为beven的FIR滤波器输出与输入数字信号同相的I路信号，滤波系数为bodd的FIR滤波器输出与输入数字信号正交的Q路信号。
卫星导航抗干扰天线数字信号正交分解过程如图2所示。设接收天线阵列由N个相同的天线单元构成。下变频处理将N单元天线阵列接收到的射频信号转变为中频模拟信号。模数转换处理将中频模拟信号转换为中频实数数字信号后分别送入阶数等长的偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器。偶对称FIR滤波器输出与输入实数数字信号同相的数字信号，即I路信号；奇对称FIR滤波器输出与输入实数数字信号正交的数字信号，即Q路信号。
本发明适用于GPS、BDS和GLONASS卫星导航抗干扰天线中频数字信号的正交分解处理。以BDS B3频点抗干扰天线中频数字信号的正交分解为例阐述本发明的具体实施方式：
步骤1：将BD2B3频点抗干扰天线中频中心频率f0＝15.52MHz、采样率Fs＝62MHz、工作带宽B＝20MHz和所设计FIR滤波器过渡带宽D＝1MHz参数代入式(1)、式(2)、式(3)和式(4)分别计算FIR滤波器归一化的通带第一频率点fpass1、通带第二频率点fpass2、阻带第一频率点fstop1和阻带第二频率点fstop2：
fpass1=2f0-BFs=2×15.52MHz-20MHz62MHz=0.1781---(6)]]>
fpass2=2f0+BFs=2×15.52MHz+20MHz62MHz=0.8232---(7)]]>
fstop1=2f0-B-2DFs=2×15.52MHz-20MHz-2×1MHz62MHz=0.1458---(8)]]>
fstop2=2f0+B+2DFs=2×15.52MHz+20MHz+2×1MHz62MHz=0.8555---(9)]]>
步骤2：设计FIR滤波器在归一化频率范围内的期望幅度响应向量a：
a＝[a0,astop1,apass1,apass2,astop2,a1]＝[0,0,1,1,0,0] (10)
得到FIR滤波器期望幅度响应如图3所示。
步骤3：根据步骤1计算得到的归一化频率点和步骤2设计得到的期望幅度响应向量a，采用Parks-McClellan算法设计阶数为16阶(K＝15)的偶对称FIR滤波器和奇对称滤波器。具体实现采用Matlab软件SignalProcessing工具箱的firpm函数得到滤波系数向量beven和bodd：
beven＝firpm(K,f,a) (11)
bodd＝firpm(K,f,a,’hilbert’) (12)
其中，f＝[0,0.1458,0.1781,0.8232,0.8555,1]为归一化频率向量，a＝[0,0,1,1,0,0]为与归一化频率向量对应的期望幅度响应向量。得到的偶对称FIR滤波器系数和奇对称FIR滤波器系数分别如图4(a)和图4(b)所示。所设计的偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器的幅度响应分别如图5(a)和图5(b)所示。图6为所设的偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器的相位响应，其中实线为偶对称FIR滤波器的相位响应，虚线为奇对称FIR滤波器的相位响应。
将BD2B3频点卫星导航抗干扰天线中频采样信号同时送入由步骤3得到的偶对称FIR滤波器和奇对称FIR滤波器进行滤波处理即可得到与输入信号同相的I路输出信号和与输入信号正交的Q路输出信号。至此，完成对BD2B3频点卫星导航抗干扰天线中频数字信号的正交分解处理。