多载波软件无线电收发信机及其提高智能天线性能的方法 本发明涉及无线电通信领域，特别涉及多载波软件无线电收发信机和智能天线系统。
传统的智能天线设计中，各阵元通道从射频到中频再到基带，一直以单载频模拟信号处理作为有效的处理手段，模数变换器(ADC)和数模变换器(DAC)主要是对基带同相信号(I)、正交信号(Q)分别进行模数、数摸转换，这使得各阵元通道及同相信号(I)、正交信号(Q)数据间的幅相一致性很差，严重影响上下行波束的正确形成。同时由于模拟元器件电气参数的离散性，会造成产品之间质量的不一致，而且由于系统结构复杂，使调试量增加，可维护性较差。
由于数字移动通信快速发展，有限的无线频率资源越来越宝贵。智能天线通过软件无线电收发信机能够根据移动用户的位置及所处的电磁环境自适用地调整自身参数，使波束指向并跟踪目标用户。利用信号在入射方向上的差别，将同频率、同时隙的信号区分开来，从而提高信道复用率，即空分多址(SDMA)。对于智能天线阵列，由于各个阵元之间的幅度尤其是相位关系是波束形成的基础，各阵元必须保持高度的幅相一致性。虽然各个阵元从射频到基带的整个通道从原理上看是相同的，但由于器件性能不可能完全一致并具有时间漂移的特性，同时阵元之间存在一定地互耦，最终导致了如下效应：
1、每个阵元的I、Q通道不一致
2、不同阵元幅度和相位的不一致，即不同的阵元具有不同的传输函数
3、实际的阵响应矢量与由阵列拓扑和阵元特性所计算出的阵响应矢量有很大的不同
这些效应对于不同的阵列信号处理算法有不同的影响，对于空间谱估计算法，将导致DOA(Direction of arrival，到达方位)估计有很大的误差；对于基于多波束的算法，将导致波束主瓣方向偏离实际的方向，零陷电平、旁瓣电平达不到预定的要求值；对于盲和非盲的自适应算法对于这些效应不太敏感，但若能全部或部分克服这些效应将使系统性能有很大的提高。所以我们必须首先努力提高智能天线各阵元及I、Q数据间的幅相一致性，其次必须对各个阵元通道的幅相不一致进行校准，以保持阵响应矢量的特性。
目前，提高智能天线各阵元支路及同相信号(I)、正交信号(Q)数据之间幅相一致性的校准方法分为离线校准和在线校准两种。而在实际工作中通常是将两者结合起来使用。离线校准是在阵列天线使用以前测试各个阵元的传输特性，测试阵列的阵响应矢量，测试的传输特性将为波束校准提供依据；在线校准是考虑到阵元通道特性随时间变化的特性(如由温度、老化等引起)，在系统工作时测试阵元通道的传输特性。
本发明提供一种基于多载波软件无线电收发信机，及利用该软件无线电收发信机提高智能天线各阵元及I、Q数据间的幅相一致性方法。
一种多载波软件无线电收信机包括：宽带滤波器，M路中频接收通道，宽带模数转换器，多通道数字下变频器，基带解码单元，时钟单元，微处理器，可编程器；
其中，M路中频接收通道中的每一路都有相同的结构，都由混频器、接收本振、声表滤波器、放大器、声表滤波器组成；
从射频前端低噪声放大器来的M路射频模拟信号经过滤波器滤波后同时送入M路中频接收通道，经过混频、滤波、放大、再滤波依次处理，然后将M路信号送入宽带模数变换器，再将数字信号送入多通道数字下变频器完成对各路信号的数字滤波和数据抽取，最后将抽取的数字信号送入基带解码单元进行解码；
其中，时钟单元与宽带模数变换器、多通道数字下变频器、基带解码单元、可编程器连接，为其提供系统时钟；
微处理器与多通道数字下变频器、可编程器连接，完成对收发信机的上电初始化及对软件无线电收信机、软件无线电发信机功能参数配置和修改；
可编程器与多通道数字下变频器、基带解码单元连接，用来产生收发信机需要的控制、寻址及定时信号。
所述多载波软件无线电收信机中的多通道数字下变频器，由M路数字下变频器DDC构成，其中每路数字下变频器DDC都具有相同的结构，包括多通道数据输入单元，数字I、Q正交解调单元，复数控本振NCO，多通道相位同步和相位偏置调节单元，梳形串联积分(CIC)抽取滤波器，可编程数字滤波器，及数据输出格式转换单元，其中的多通道数据输入单元和数据输出格式转换单元由M路合用。
从多通道数据输入单元输出的信号送入数字I、Q正交解调单元，在复数控本振NCO和多通道相位同步和相位偏置调节单元的控制下对数字I、Q信号进行正交解调，解调后的信号送入梳形串联积分(CIC)抽取滤波器，然后再送入可编程数字滤波器，最后送入数据输出格式转换单元304，经格式转换后输出。
一种利用上述多载波软件无线电收信机提高智能天线性能的方法，在提高智能天线上行幅相一致性时，可分为下列两步。
第一步：首先用网络分析仪测量上行校准电路本身引入的误差，上行校准信号通过同幅等相功分器和耦合器后，各通道信号的幅度、相位稍有差异，在此对这个差异作出补偿。
第二步：对智能天线上行系统进行校准，其处理步骤如下：
(1)设置各阵元支路的加权因子；
(2)引入上行校准信号517，再分成N路信号耦合到N阵元阵列天线；
(3)校准信号通过接收射频前端501和低噪放大器502，由多载波无
线电软件无线电收信机进行模数转换和数字I、Q正交解调；
(4)多载波无线电软件无线电收信机输出的I、Q数据由上行校准计算
单元504进行幅、相不一致性计算，计算的结果通过各软件无线
电收信机中多通道DDC进行相位校准，同时在基带上行波束形
成及幅度校准实现单元505进行幅度校准；
(5)基带上行链路波束幅度校准权值与预先计算好的波束权值进行运
算形成最终的波束权值，补偿接收链路的当前失真；
多载波软件无线电收信机的多通道数字下变频器中，对相位不一致性进行补偿，处理步骤如下：
(1)对中频采样数据进行频谱搬移，完成数字解调；
(2)对数字I、Q信号进行CIC抽取滤波；
(3)对数字I、Q信号进行抽取滤波；
(4)将数据根据需要进行格式转换，选择并行或串行输出；
(5)多阵元、多载波数据相位同步和相位调节。
一种多载波软件无线电发信机包括：基带编码单元，多通道数字上变频器，宽带数模转换器，时钟单元，微处理器，可编程器，M路中频发射通道，和滤波器208；
其中，M路中频发射通道中的每一路都具有相同的结构，都由声表滤波器、放大器、声表滤波器、混频器、发射本振组成；
时钟单元与基带编码单元、多通道数字上变频器、宽带数模变换器、可编程器连接，为其提供系统时钟；
微处理器与可编程器、多通道数字上变频器、完成对收发信机的上电初始化及对软件无线电收信机、软件无线电发信机功能参数配置和修改；
可编程器与基带编码单元、多通道数字上变频器连接，用来产生收发信机需要的控制、寻址及定时信号；
所述多载波软件无线电发信机将M路数字基带信号经过基带编码单元编码后，送入多通道数字上变频器进行上变频处理，然后再送入宽带数模变换器进行数模变换，再将得到的M路模拟信号送入M路中频发射通道依次进行滤波、放大、再滤波、混频处理，最后将混频信号送入滤波器，从滤波器输出的信号送至多载波线性功放，然后发射。
所述多载波软件无线电发信机中的多通道数字上变频器DUC，由M路数字上变频器DUC构成，其中每路数字上变频器DUC都具有相同的结构，每一路数字上变频器DUC都多通道数据输入单元，可编程数字滤波器，梳形串联积分(CIC)插值滤波器，数字I、Q正交调制器和复数控本振，及据输出格式转换单元构成，其中多通道数据输入单元和数据输出格式转换单元由M路合用；
从多通道数据输入单元出来的信号依次经过可编程数字滤波器、插值滤波器的处理，送入数字I、Q正交调制器，该调制器在复数控本振和多通道相位同步及相位偏置调节单元的控制下，进行数字I、Q正交调制，然后将经调制的信号送入数据输出格式转换单元。
利用所述多载波软件无线电发信机提高智能天线性能的方法，在提高智能天线下行幅相一致性时，其处理步骤如下：
(1)在基带下行波束形成及幅度校准实现单元604产生某个阵元的特
定下行校准信号；
(2)由多载波软件无线电软件无线电发信机及下行行相位校准实现单
元603对校准信号进行数字插值、滤波并将I、Q正交混频到数字
中频，数模转换成模拟中频信号，再由多载波线性功放进行功率放
大，最后由发射射频前端601馈送到天线600；
(3)利用已经校准好的一个上行接收通道，通过射频耦合线620将发射
射频前端600输出的信号耦合到接收射频前端621，再由多载波软
件无线电软件无线电收信机622下混频到中频后进行中频采样，采
样后的数据经过抽取和滤波后，输出基带I、Q数据；
(4)下行校准计算单元614将发射的已知I、Q数据和接收到的I、Q
数据进行比较，对二者之间的误差将通过调节各软件无线电发信机
中多通道数字上变频器DUC来进行相位校准；而在基带下行波束
形成及幅度校准实现单元604中对二者的幅度进行校准，补偿发射
链路的当前失真。
所述多载波软件无线电发信机的多通道数字上变频器中，对相位不一致性补偿，处理步骤如下：
(1)多载波软件无线电发信机将基带编码单元210来的M路信号进行
调制，输出I、Q信号并送入梳形串联积分(CIC)抽取滤波器402；
(2)由梳形串联积分(CIC)抽取滤波器402对I、Q信号进行基带的
插值滤波；
(3)对从梳形串联积分(CIC)抽取滤波器402输出的I、Q信号进行
数字正交调制，得到数字中频信号；
(4)将M路数字中频信号经过数据输出格式转换单元404进行相加和
选择并行或串行输出，再经过D/A变换、带通滤波后，得到M路
载频的模拟中频信号；
(5)将模拟中频信号送往发射前端进行发射。
使用本发明所述的多载波软件无线电收发信机及利用所述多载波软件无线电收发信机提高智能天线性能的方法，可以有效消除各阵元通道及I、Q信号的幅相不一致性和直流误差，相对于传统的智能天线，其不一致性减小1到2个数量级。这是因为由于采用数字中频技术，用数字I、Q变频代替模拟I、Q变频，同时减少了基带滤波、放大电路等模拟电路。由于同一阵元通道的多载波数据由一片宽带模数变换器ADC、数模变换器DAC进行处理，发射功率放大时由多载波线性功放进行放大，可以大大降低收软件无线电发信机的硬件成本。软件无线电多载频收发装置可以通过软件灵活配置，使得收发信机可用于不同的通讯制式，如GSM(Globe System for Mobilecommunication全球移动通信系统)、CDMA(Code Division Multi-Access码分多址)、WCDMA(Wideband Code DivisionMulti-Access宽带码分多址)等，功能大大加强。用多通道数字下变频器(DDC)、多通道数字上变频器(DUC)硬件对各阵元的上、下行相位不一致性进行校准，而不是象以往那样在基带用软件做出校准，这样速度高，占用系统资源少，同时减少基带波束形成的计算量。多通道DDC、DUC用硬件实现各阵元通道相位同步和相位调节，从而使智能天线波束的上、下行合成大大简化。由于大量使用数字电路代替模拟电路，灵活性和可靠性高，调试量减少，可靠性增加。
图1是多载波软件无线电收信机结构图。
图2是多载波软件无线电发信机结构图。
图3是多通道数字下变频器原理图。
图4是多通道数字上变频器原理图。
图5是智能天线上行校准原理图。
图6是智能天线下行校准原理图。
下面结合附图对本发明进行详细描述。
如图1所示，多载波软件无线电收信机包括：一个滤波器100，用来对来自单阵元多载波模拟信号进行滤波；M路中频接收通道，其中第一路中频接收通道包括一个混频器101和一个接收本振105，用来将射频模拟信号混频到中频模数变换器ADC的量化频带内；两个窄带声表滤波器102、104，用来对单载波模拟信号进行滤波；两个窄带声表滤波器102、104之间有一个中频放大器103；其余各路中频接收通道与第一路结构相同，依次类推；一个宽带模数转换器115，用来对M路中频信号进行模数转换；一个多通道数字下变频器DDC116，它由M路数字下变频器DDC构成。参见图3，每路数字下变频器DDC结构相同，以第一路为例，数字下变频器DDC包括：多通道数据输入单元300，复数控本振(NCO)305和数字I、Q正交解调单元301，用来把数字信号分成正交的两路I、Q信号；梳形串联积分(CIC)抽取滤波器302，用来对I、Q信号进行CIC滤波及数据抽取；可编程数字滤波器303，用来对I、Q信号进行数字滤波及数据抽取；数据输出格式转换单元304，根据需要对各通道I、Q信号进行串行或并行转换。其余各路，结构相同，依次类推。
多通道相位同步和相位偏置调节单元305，用来对多载波信号进行上行相位校准和波束合成；时钟单元106，用来产生收发信机系统时钟；微处理器107，用来完成用软件对收发信机的上电初始化及对软件无线电收信机、软件无线电发信机功能参数进行配置和修改；可编程器108，用来产生收发信机需要的控制、寻址及定时信号；基带解码单元117，用来对116输出的基带I、Q数据进行解码。
上述多载波软件无线电收信机模数变换器ADC的量化精度为14位，工作速率为80MSPS，它能对多载波信号在中频70MHz进行采样，量化带宽大于20MHz。根据采样定理，本发明中采样速率是信号带宽的4倍，满足采样要求。对于一个WCDMA的实例，信号带宽为5MHz信号，模数变换器ADC采样后通过数字下变频器DDC数字滤波后提供大约为101g(80M/5M)＝12dB的处理增益。
如图3所示，多通道数字下变频器DDC中每路数字下变频器DDC的工作原理相同，以第一路为例叙述如下：
1.对中频采样数据进行频谱搬移，完成数字解调。
输入到其中一路数字下变频器DDC的数字中频信号通过复数控本振(NCO)305和数字I、Q正交解调单元301搬移到基带。数字中频信号与NCO的正交本振输出信号相乘即可得到数字I、Q信号。通过软件对复数控本振NCO的数值进行不同的设置可以将不同频率的中频信号搬移到基带。NCO的频率数值(32位)可以用下式计算：NCOFrequence=232·mod(fIFfSAMP)]]>其中mod表示取余运算，fIF为中频模拟信号频率，fsamp为ADC的采样频率。复数NCO输出：同相路I(实部)：cos(2*π*fc*nTs)
正交路Q(虚部)：sin(2*π*fc*nTs)
其中Ts为输入数据采样周期
2.对数字I、Q信号进行CIC抽取滤波。
通过复数控本振(NCO)305和数字I、Q正交解调单元301得到的I、Q信号，进入梳形串联积分(CIC)抽取滤波器302进行CIC滤波及数据抽取。这一部分主要完成在降低数据通过率的同时又起到防混叠的作用。由于数字下变频器DDC输出的信号速率是一定的，加入梳形串联积分(CIC)抽取滤波器后可编程数字滤波器303的输入速率降低，这样数字滤波器的通带和过渡带都可以作得宽一些，这样在可编程数字滤波器级数一定的情况下带外抑制就可以加大。
3.对数字I、Q信号进行抽取滤波。
由梳形串联积分(CIC)抽取滤波器302输出的信号在数字抽取滤波器303完成基带滤波。数字滤波器具有模拟滤波器无法替代的功能，它是线性相位滤波器，其阶数、滤波带宽、带内起伏、通带及阻带特性等都可以通过软件实现。通过软件改变数字滤波器的特性，可使本发明的软件无线电收信机应用于不同的通讯制式，如GSM、CDMA、WCDMA等。
4.将数据根据需要进行格式转换，选择并行或串行输出。
对应于不同的后级电路(对输入数据格式要求不同的DSP)，输出数据格式转换单元可对I、Q数据进行串行或并行转换，最终输出满足需要的基带I、Q信号。
5.多阵元、多载波数据相位同步和相位调节
对多通道数字下变频器DDC的不同通道(对应同一阵元的不同载波数据)和多个软件无线电收信机内的各个多通道数字下变频器DDC(对应多个阵元数据)进行同步，同时通过改变各复数控本振NCO305的初始相位使各阵元通道的同一载波数据具有独立不同的相位，这就能实现上行多波束自适应合成。此外通过对各通道复数控本振NCO初始相位进行微调，还能在硬件上对各个阵元多个载波数据通道进行上行相位校准实现。
如图2所示，多载波软件无线电发信机包括一个基带编码部分210；1个多通道数字上变频器DUC211，由M路数字上变频器DUC构成，参见图4，每路数字上变频器DUC结构相同，第一路包括多通道数据输入单元400，可编程数字滤波器401，用来对数据进行插值及数字滤波；梳形串联积分(CIC)插值滤波器402，用来对I、Q信号进行CIC滤波及数据插值；数字I、Q正交调制器403和复数控本振NCO405，用来把数字信号正交调制到数字中频；数据输出格式转换单元404，根据需要对多通道数据进行数字相加和选择并行或串行输出；一个多通道相位同步和相位偏置调节单元406，用来对多载波数据相位进行下行相位校准和波束合成，其余各路的组成，依次类推。一个宽带数模转换器DAC212，用来对M路数字中频信号进行数模转换；M路中频发射通道，每路中频发射通道结构相同，第一路包括两个窄带声表滤波器203、205，用来对中频单载波发射模拟信号进行滤波；两个窄带声表滤波器之间有一中频放大器204；一个射频混频器206和一个发射本振207，用来将中频信号混频到射频，其余各路结构与第一路相同，依此类推。一个时钟单元106，用来产生收发信机系统时钟；一个微处理器107，用来完成用软件对收发信机的上电初始化及对发信机功能参数进行配置和修改；一个可编程器108，用来产生收发信机所需要的控制、寻址及定时信号。
如图4所示，多载波软件无线电发信机将基带编码单元210来的M路信号经过可编程数字滤波器插值滤波后，输出的I、Q信号送入梳形串联积分插值滤波器，梳形串联积分插值滤波器输出的I、Q信号的通过率较之其输入数据率会有所提高，提高的倍数可以进行设置，复数控本振NCO的频率也可以设置，NCO的具体设计值可由下面的公式确定：NCOFrequence=232*mod(fIFCLK)]]>其中fIF对应着数字中频信号，CLK为NCO的工作速率。其后将M路数字中频信号经过数据输出格式转换单元404进行相加和选择并行或串行输出，再经过D/A变换、带通滤波后，就得到M路载频的模拟中频信号了。多通道数字上变频器DUC211的各个通道(对应单阵元的多载波数据)多个软件无线电发信机内的各个多通道DUC(对应多个阵元数据)通过改变各复数控本振NCO的初始相位使各阵元通道的同一载波数据具有独立不同的相位，这就能实现下行多波束自适应合成。此外通过对各通道复数控本振NCO初始相位进行微调，并对对各个阵元多个载波数据通道进行下行相位进行校准。
多通道数字下变频器DUC的工作频率为65MHz，数模变换器DAC的量化精度为14位，工作速率为130MSPS，数模变换器DAC对多载波数字信号在中频70MHz进行数模转换，转换信号带宽大于20MHz。
为了进一步提高智能天线的幅相一致性，还必须对智能天线进行校准。校准在系统特定校准时间内完成，此时占用系统的一个收发通道，它对各个载频下智能天线各阵元通道进行校准。
在上行校准和下行校准的过程中，各路的工作过程是相同的，下面都以第一路为例分述如下：
上行校准时，上行校准信号和阵元天线放在一起以减小传输电缆长度。校准信号为单载频信号，而且应该能在整个接收频带内进行扫频，这样在各个载波频率下均能校准各阵元的幅相不一致性。必须分两步进行校准，各阵元通道校准过程可以时分地进行。
首先用网络分析仪测量上行校准电路本身引入的误差，这是因为上行校准信号通过同幅等相功分器515和耦合器514后，各通道信号的幅度、相位稍有差异，必须对这个差异作出补偿。将网络分析仪连接在A点和校准信号间，测试各阵元校准信号到A点的传输增益及相移参数(S21)，然后将测试后的结果存下来，作为已知的上行校准引入误差。第二个测试在校准信号和基带解码后的I、Q数据之间进行：基带运行的程序不但测量各软件无线电收信机通道本身I、Q信号间的不同，同时还测量各个软件无线电收信机通道间I或Q信号的不同。对于N个不同阵元支路都将被测量。在上行校准计算单元504对各阵元支路的相位、幅度进行比较，通过调节各软件无线电收信机中多通道DDC的相位偏移来校准各阵元支路的相位不一致性。多通道数字下变频器DDC对相位的数字微调小于0.006°，完全能胜任相位校准精度要求。
如图5所示，上行校准时除所要支路之外的其余所有支路的加权因子都被设置为最大衰减，此时，将一个上行校准信号517加入到放大器516中，并通过同幅等相功分器515分成N路信号耦合到N阵元阵列天线的每个输入端中。阵列天线由N阵元圆阵或线阵构成，每个阵元处理M个载波数据，每个阵元对应一个多载波软件无线电收发信机和一个多载波线性功放；校准信号通过接收射频前端501和低噪声放大器502，由多载波软件无线收信机503进行模数转换和数字I、Q正交解调。输出的I、Q数据由上行校准计算单元504进行各阵元及I、Q间幅、相不一致性计算，计算的结果通过各软件无线电收信机中多通道DDC进行相位校准，同时在基带上行波束形成及幅度校准实现单元505进行幅度软件校准。基带上行链路波束幅度校准权值与预先计算好的波束权值进行运算形成最终的波束权值，补偿接收链路的当前失真。
如图6所示，下行校准时也依此对智能天线的各个阵元分支进行校准，并且利用已经校准好的一个接收通道。图6给出了具有N个接收通道的是智能天线下行校准原理图，这里作为一个实例，对图6中最左边的一个发射通道进行校准：对基带下行波束形成及幅度校准实现单元604形成的某个阵元特定的下行校准信号由多载波软件无线电软件发信机及下行行相位校准实现单元603进行数字插值、滤波并I、Q正交混频到数字中频，并由DAC进行模数转换成模拟中频信号，再由多载波线性功放进行功率放大，最后由发射射频前端601馈送到天线600。通过射频耦合线620将天线600输入端信号耦合到接收射频前端621，再由多载波软件无线电收信机622(如图1所示)下混频到中频后进行中频采样，采样时钟由主系统中提取，以便保持采样信号相位的准确性。采样后的数据经过抽取和滤波后，输出基带I、Q数据。下行校准计算单元614将发射的已知I、Q数据和接收到的I、Q数据进行比较，通过调节各软件无线电发信机中多通道DUC来校准相位不一致性，多通道数字上变频器DUC对相位的数字微调小于0.006°，完全能胜任相位校准精度要求。同时在604中用对幅度进行校准，下行链路波束幅度校准权值与预先计算好的波束权值进行适当的运算形成最终的波束权值，补偿发射链路的当前失真。
基于多载波软件无线电接收、多载波软件无线电发信机和线性功放技术的智能天线，用软硬件对其幅相不一致性进行校准，最终可达到优良的幅相一致性：上、下行各阵元路径及I、Q数据间的幅度不一致性＜0.5dB，相位不一致性＜1°。