本发明涉及电气信号的处理，特别涉及在电子偷窃检测中利用数字信号处理的新型方法和装置。 授予皮埃尔F.博亢（Pierre F.Buckens）并能付给本发明的受让人的4，623，877号美国专利公开一种检测未授权从保护区域取物体之类的方法和装置，并对此要求权利。从商店中拿取物品必须通过一电磁询问能量连续不断覆盖的询问区域。如果一其上设有一活性贴标（目标）的物品被通过询问区域时，该贴标将对上述区域中的电磁询问能量起反应，并且以具有唯一特征的脉冲形式产生该能量的干扰。这些脉冲由询问区域中的接收器检测。
博亢的发明利用信号处理技术去确定询问区域中处于各种比例的每一询问周期的平均信号电平并且根据该电平调节检测阈值电平，从而在出现其它也可以产生干扰信号的目标时该贴标可被检测。
本发明提供了对博亢发明的另外的改进。更特别地，本发明一方面完全以一崭新的方式克服了非完全同步地与要被检测地信号有关的电磁能的影响。另一方面，本发明在一能利用信号处理较好地检测的电子物品监控系统中产生贴标反应，该信号处理基本上省略了来自要被检测的能量的选择的频率成份并且然后要代替其余成份之间的初始相位关系，由此保存由与保护的物品相连的具体贴标所产生的信号的特征。
本发明在一个方面涉及通过根据在每一多个信号时期的相应的时间间隔内采集的试样之间的幅值变化控制它们的流动来处理已知周期的信号的新型方法和装置。
根据本发明的另一个方面，它提供了一用来在询问区域中检测能产生预定的电磁干扰的贴标的存在的新型方法和装置，该干扰以一第一预定频率重复出现且有一在基本上小于第二个、较高的预定频率的频率带内的频率成份限定的明显特征。这些方法和装置包括下列步骤和装置：用来从询问区域中接收电磁干扰;产生相应的电信号;从电信号中分离出或滤出在一高于第二频率的第三频率之上的频率成份;在连续的时间间隔内以一大小至少两倍于第三频率;且是第一预定频率的倍数的频率来检测电信号的剩余部分的大小;然后对处于第一预定频率的连续周期中、在相应的时间间隔内发生的被检测值作比较，并且产生一报警信号以响应于一预定的比较结果。
根据本发明的还有一个方面，它提供了用来在一询问区域中检测一能产生以一第一预定频率重复的预定电磁干扰的贴标存在的其它新型方法和装置。这些其它新型方法和装置包括下列步骤和装置：接收来自询问区域的电磁干扰和产生相应的电信号;检测在连续时间间隔内的电信号的值，且该时间间隔发生在是第一预定频率的预定的倍数的第二频率;对处于第一预定频率的连续周期中，在相应时间间隔内发生的电信号的被检测值作比较，以便产生一报警;以及防止在这些时间间隔内产生警报，即在该时间间隔内，被比较的值的变化不能符合预定的特征。
根据本发明的还有一个方面，它提供在一询问区域内检测贴标的存在的进一步新型方法和装置。这些进一步的新型方法和装置包括下列步骤和装置，这些步骤和装置包括：在一询问区域中检测电磁幅射和产生相应于辐射的电信号;从电信号中滤出被选择的频率成份;恢复其余成份到滤波前其余成份相互间的相关相位点关系;以及检测被恢复的成份中的预定的脉冲的存在。
根据本发明的另外还有一个方面，它提供了用来根据预定量增大来自抽头（taps）上沿信号延迟电路分布的信号的量的新型方法和装置，其中上述信号在被放大后连到一公共加法电路上。这些其它新型方法和装置包括下列方法和装置：产生一代表加法电路的输出和希望的值之间的差的差值信号;将相应于差值信号的一信号的值与延迟线的输出的第一信号相乘以便产生单个的调节信号;将这些调节信号加到预先产生的抽头系数中以便产生新的抽头系数;延迟该新的抽头系数并且放大每一抽头输出一相应于它的相应延伸的新抽头系数的量。
图1是象安装在超级市场中的实施本发明的一电子偷窃检测系统的示意图;
图2是图1的系统的一般组成的示意图;
图3是图1的系统的各部分的方框图;
图4是表示图1的系统中的信号处理的相关时序的一系列波形图;
图5是图4的系统噪声阻断器部分的更进一步的方框图;
图6是用于图1的系统的长短期平均器的方框图;以及
图7是图3的系统的脉冲矫直器的进一步方框图。
本发明能适用于任一由贴标引起的快速周期性电磁干扰的电子物品监控系统。然而，为了说明的方便，本发明将对照所谓的“电磁”系统来描述，在该电磁系统中，一交变的电磁场被用到询问区域，且被送过区域的被保护物品上的贴标是由交变磁场交变地驱动进和驱动出电磁饱和。这样就产生了频率为初始交换磁场频率的谐波频率的周期性电磁干扰。这些谐波频率或由其中选择出的一种频率被检测，并用来激发一警报。
图1所示的装置是用在一超级市场中用来防止商品被偷窃。在图所示，它设有一具有运送商品例如要被卖出的由箭头A所示通过一收银台16的货物14的传送带12的超级市场检查柜台15。一从超级市场的各种货架或储存器17中选择货物的顾客（未示出）从一买货车18中拿出购买的商品并且把它们放在柜台10的一端的传动带12上。一店员站在收银台16旁，记录下通过传动带的第一件商品的价格。这些商品被付款后，在柜台的另一端被包装，根据本发明的实施例的偷窃检测系统包括一对在柜台10旁边的离开收银台16的相互隔开的天线板20和22。天线板20和22相互隔开到足够允许商店顾客和购货小车经过它们之间。
天线板20和22包括发送器天线，这些天线是由导线或其它在电流通过时能产生磁场的导电材料的简单的环或圈。这些天线在板之间的询问区域24内产生交变磁场。天线板20和22也包含接收天线，它也是能将入射电磁能转换成电流的导电线圈。因此，这些接收天线产生相应于区域24内的磁询问场中的变化的电信号。该天线在电气上是与发送器和接收器电路相连的，这些电路设置在柜台10上或靠近柜台10的箱室26内，在柜台10上也设有一报警器如灯28，该灯可容易被店员发现，当一受保护商品14在天线板20和22之间通过时该灯由一电路激发。最好，声音报警代替灯28或另外再增设声音报警。
那些被防止偷窃的商品14上设有贴标30，每一贴标30包含一高导磁率、容易饱和的磁性材料像坡莫合金的薄长条。当受保护货物14被放在传送带12上，它们通过要记录货物的店员19的面前。沿着柜台10的货物14不进入询问区域24，它们从商店拿走警报也不响。然而，留在购货小车18中的任何货物或被顾客拿走的任何货物没有通过天线板20和22之间和询问区域24不能被拿走。当一设有贴标30的货物14进入询问区域24时，它处于区域的交变询问磁场内，且被相反方向地交变磁化，并且重复地驱进或驱出磁饱和度。其结果，贴标30以这样一种方式即形成磁能脉冲的方式干扰了询问区域中的磁场。这些脉冲由与初始或基本的发送频率的谐波频率成份组成，它有唯一的形式，该形式可检测它们的发生。询问区域中的磁场包括那些形成上述脉冲的磁场，它们被可产生相应电信号的接收器天线截取。这些电信号以及其它内部产生的电信号在接收器电路中作如此的处理，使得由真正的贴标所产生的电信号能从由其它电磁干扰产生的电信号和其它内部产生的电信号区分开来。一旦完成这种处理，由真正的贴标所产生的信号就被用来开动报警灯28，这样，店员19将被告知什么时候顾客可能想尝试将没卖出的受保护货物拿出商店。
图2是沿着通过询问区域24的路径方法看图1的系统的示意图。如图所示，发送器电路40在询问区域24的一侧与发送天线电路40相连，在区域24的另一侧的接收器天线44与接收器电路46相连。这些接收器电路接着与一报警器48相连。已经知道，最好能将发送器和接收器天线装在区域24的两侧;但是，为了说明的方便，图2所示在一侧设有一个发送器天线，而在另一侧设有一个接收器天线。
发送器电路40以一正统波的形式及一固定的基本频率例如218Hz产生一连续变化的电信号。这种电信号的发送器天线42转换成一相应的询问区域24中的交变磁询问场。发送的询问场以靠近发送器天线42的波形Ⅰ表示。正如我们所看到的那样，这种波形是正弦波。询问区域24的贴标30干扰由发送器天线发送的磁场并且产生靠近接收器天线的波形Ⅱ所示的小脉冲P。波形Ⅱ除了由于其通过询问区域的渡越时间而引起的时间稍微位移之外基本上与波形Ⅰ的波形相同。而且，波形Ⅱ有由在区域中的贴标30引起的叠加其上的脉冲。应该指出，有与波形Ⅰ相同的基本频率的波形Ⅱ与波形Ⅰ相同步。另外，波形Ⅱ中的脉冲P也与波形Ⅰ相同步。这些脉冲实际上是几个发送磁物的D基本频率的谐波频率成份的合成。
接收器天线44将入射其上的磁场，包括波形Ⅱ，转变成相应的电信号。这些电信号在接收器电路46中被处理以便确定磁场干扰是否是由那些在询问区域24中的真正贴标的出现而引起的干扰。如果是的，接收器电路发送一信号去激发报警电路48。
应该知道，除了来自产生波形Ⅱ的贴标30的磁场之外，还有几个其它入射在接收器天线44上的磁场。这些其它磁场可以由来自电气设备例如马达、光、天线电传输等等的假电磁干扰或者甚至由“无辜的”物体例如干扰由发送器天线42产生的磁场的购物小车或其它金属物质引起的，另外，内部产生的电气干扰改变了由接收器天线44产生的电信号，这里所描述的系统使用各种信号处理技术去将那些由询问区域中的真正贴标30的出现所产生的干扰与上面描述的其它干扰区别开来。这些技术中有一些在过去已被使用。本发明的新型特征对这些过去的技术在下列方面进行了改进：第一，本发明可能去除，即不是仅仅衰减不与发送磁场同步的电磁干扰的影响;以及第二，本发明能处理接收到的由于滤波而没有明显相位或延迟失真的电磁信号，从而保持了被接收信号的特征波形。这些特征将通过下面对发送器和接收器电路的内部结构的描述将变得更加清楚。
图3表示发送器和接收器电路40和46的总体方框图，一时钟发生器50和一分频器52用来同步系统的整个工作，在这个例子中，时钟发生器被选择来在一试样时钟信号线51上产生一速率为每秒13952个脉冲的脉冲波，分频器52是与试样时钟信号线51相连，每64个输入脉冲，它用来在一周期时钟信号线53上产生一输出脉冲，也就是每秒218个脉冲。来自分频器52的脉冲加到一可将它们转变成218Hz的连续的正弦波的低通滤波器54上。这种正弦波被加到一被相连来驱动发送器天线42的放大器56中。因此发送器天线42在询问区域24中产生如图2的波形Ⅰ所示的连续的交变磁场，时钟脉冲发生器50、分频器52、低通滤波器54和放大器56每一个都是常用的，且这些部件的任何一个都不需为了根据本发明人考虑的最佳方式实施本发明而要用的特种形式。
如果包括由贴标30产生的干扰出现，以及其它可能的电磁干扰出现，来自询问区域24的电磁能，被接收器天线44接收并且被转变成相应的电信号。这些信号被加到前端放大器和滤波器电路60，这些前端电路被设计成能去除或减少来自由接收天线44产生的电信号中不需要的成份，特别是发送器信号中很高的基本频率（例如218Hz）的成份。前端电路60也是每个人都知道的电路，为了完成本发明，它不需要特别的形式，正如所提及到的，前端放大器和滤波器电路60去除或减少非常大的基本频率成份，例如218Hz的成份。为了实现这个目的，使用陷波滤波器已经被认为是最简单且最有效地去减少这种成份的方法。
前端放大器和滤波器电路60通过第一训练/正常工作开关61（以后将被更详细地描述）与内部放大器和带通滤波器电路62相连。这些电路的作用是去衰减在预定频率带之上和之下的频率成份，已经发现，在基本频率的第十谐波之下和第十七谐波之上的那些频率成份能被衰减，且其余的成份将更接近代表产生脉冲的贴标的主要区别特征。另外，通过衰减第十七谐波之七和第十谐波之下的成份，来自非贴标源的大部分干扰电能被去除。
内部放大器和带通滤波器电路62也是常用的，且为了以较好的方式完成本发明也不需要特别的结构，在所述的实施例中，内部放大器和带通滤波器电路62的滤波器部分由一第九级（价）具有2KHz的截止频率的Butter worth高通滤波器和一第九级（阶）具有3800Hz截止的3db上或3db下的0.01db分贝的Chebyshev低通滤波器组成，内部放大器和带通滤波器电路62的输出与一可产生相应于任一时刻的电路62的信号值的数字输出的模数转换器64相连。
来自模数转换器64的输出被加到每一个M处理器65中，每一个处理器包括噪声阻断器电路67和长、短期平均器电路68，每一个处理器65的输出被加到一试样信号分离器70的相应输入端70a1……70am上;并且，试样信号分离器70的每一输出端被加到一自适应均衡器72中。
在所述的实施例中，所示的较佳数M被选为六十四，它在每一个基本频率的周期之间容纳64个试样，放大器和滤波器60和62被设计成基本频率的第十到第十七谐波，且能衰减在这个带之上和之下的频率成份。由于这种滤波器的特征在第32次谐波之上的频率成份可以通过到一些可以希望的满意程度。所以，为了保证不混淆，由M处现器65的取样和处理是以一基本上是以超过两倍该频率，即第64次谐波的速率进行的。
自适应均衡器72的输出通过一全波整流器73加到一信号通道74上，该信号通道74包括一信号门76和一低通滤波器78，以及一噪声通道80上，该噪声通道80包括一噪声门82和一峰值检测器84。信号和噪声通道74和80的输出在比较器86中进行比较，且该比较器的输出加到报警器48上，信号和噪声门76和82由来自门发生器电路88的门信号打开以便以交变次数让信号沿着它们相应的信号和噪声通道74和80通过。门发生器电路88接着接收来自分频器52的脉冲。
在自适应均衡器72之后的系统的部分，即包含全波整流器73和信号及噪声通道74和80的部分基本上是与上面描述的参见授予皮埃尔.F.博亢的美国专利号4，623，877相同，除了它最好应用常见的数字电路之外。
这里必须明白，尽管在这里处理器65、试样信号多路分解器70、自适应均衡器72以及其余部分全部用框图表示和说明的，而在实际应用中这些部件的功能可利用形成在已经特别被编程去完成所述功能的集成电路块上的固态集成电路部件来完成。同时也应该明白，对集成电路部件编程的实际方式既不是本发明的部分也不涉及到完成本发明的最佳模式。本领域的一般技术的编程人员都能对该固态部件编程，以便完成所述功能;并且有许多不同的方法完成这种编程，即没有特别的被认为比其它方法好的方法。
第一训练/正常工作开关61有一第一输入端61a，该端与前端放大器和滤波器电路60的输出端相连;一与测试脉冲发生器63的输出相连的第二输入端和一与放大器和带通电路62的输入相连的公共输出端61c。开关61由一编程的训练/正常工作控制单元151控制，该单元151也控制以后要描述的、与自适应的均衡器72相连的第二训练/正常的工作开关。如图所示，自适应均衡器72也被连接成去接收来自训练/正常工作开关控制单元151的信号。这样，根据第一训练/工作开关61的设定或来自接收器天线46和前端电路60或来自测试脉冲发生器63的信号被引到放大器和带通滤波器62中。
测试脉冲发生器63被连接上，以接收来自分频器52输出的周期时钟信号，从每一个这些脉冲产生一个与真贴际30出现在询问区时前端电路送出的那种相类似的脉冲。在该系统正常运行前的“训练”期间，由与其公共输出端61c连接的其第二输入端61b来设定该训练/运行切换开关61，来自检测脉冲发生器63的脉冲信号这时加到放大器和带通电路62上。在该系统正常运行期间，由与公共输出端61c连接的其第一输入端61a设定切换开关61，以便来自接收机天线46和前端电路60的信号加到放大器和带通电路62。
在叙述取样时钟多路复用器66，噪声阻断器电路67、平均器电路68、取样多路分解器70和自适应均衡器72之前，先结合图4叙述该系统分析来向信号的总体方式。图4波形（a）表示所发送的询问磁场的幅度，它以基频交替变化，示范性实施例的基频是218Hz。图4波形（b）表示贴标出现在询问区域24内时进入到接收机天线44上的典型信号幅度。可以知道，该信号取决于发送机天线42发出的交变的询问磁场波形。该交变磁场位于发送机处或是以218Hz为基频。询问区内贴标30的出现引起磁场细微的扰动（P），结果贴标30在每次周期期间被激励进出磁饱和两次。这个基频为218Hz的交变磁场所产生的信号的大部分被前端放大器和滤波器60中的陷波滤波器消除。但还有此信号成份的余下部分。内部放大器和带通滤波器62还使基频成份的余下部分以及该基频的10次谐波以下和17次谐波以上的其他成份都衰减。这样内部放大器和带通滤波器62的输出由那些通过的频率成份，即在218Hz和3706Hz之间那些成份组成。这仅仅是贴标30产生的脉冲的频率成份总频谱的一部分时，人们发现这部分频谱含有为该贴标30所独有的足够数量的成份。因而在该基频的10次和17次谐波之间的这部分频谱较好地适应于准确的贴标甄别。
图4的波形（c）是排除了10次以下和17次以上谐波频率成份的真贴标脉冲的典型表示。但，实际的脉冲形态更象图4中波形（d）所示的那种。这是因为电路60和62所进行的滤波引起所剩的频率成份分别发生相移。这样，形成的脉冲在时间上被展宽了。本发明的一个方面是，补偿脉冲展宽效应而可以将几个间隔较紧的脉冲分开加以分析。
在实行本发明时，在各个发送器周期期间，在几个瞬时对来自内部放大器和带通电路62的信号取样。就会知道在各个发送器周期期间取样越多，取样就越接近贴标30干扰而形成的实际脉冲。人们发现，只要以大于取样中所载的最高次谐波频率两倍的速度进行取样，则形成的取样合成信号将包含有足够信息以再现无任何混淆效应的脉冲。考虑到电路60和62的衰减特性，尤其是电路62的低通滤波，并考虑到模拟数字变换器64的分辨率（例如12位），对于全部实际用途来说，64倍218Hz基频的取样速率足以避免混淆效应。
这样，贴标30产生的信号以第一频率出现，即以发送器基频（本实施例中为218Hz）的两倍出现。用来确定贴标信号区别特征的频率成份扩展到较高的第二频率，在这示范性实施例中是17次谐波，即3706Hz。系统中滤波器给出的衰减有效地将还要高的第三频率（在这示范性实施例中是32次谐波即6976Hz）以下的所有频率成份消除，或者至少减少至某一个可观水平之下。为避免混淆，要以至少是第三频率两倍的频率即64次谐波或13952Hz进行取样。
如图3所示，设有与各周期所要取样的数量一样多的噪声阻断器电路67和信号平均器电路68;这些电路每一个都分配给相应的取样间隙。这样，取样时钟多路复用器66具有加上时钟发生器50来的取样时钟信号的单个输入端66a，64输出66b1……66bM分别与噪声阻断器67和平均器电路68中相对应的那一个连接。这样多路复用器66就将其公共输入端66a上的时钟信号以每秒13952次的速率或各周期期间基本的询问频率（218Hz）的64倍，转接到它的每个输出端66b1……66bM。因为在询问场的每个周期期间进行整数（M）个取样，而且取样多路复用器66的切换在每M个取样之后重复，而且将模拟数字变换器64来的各个取样提供给每个M处理器65中的噪声阻断器67，因而每个噪声阻断器67和信号平均器68对仅与连续的磁场询问周期的M个相应部分相关的那个有关取样加以操作。
一方面，本发明消除询问场周期与周期间不具有足够一致性的信号。当真贴标30通过询问区24时，在各个询问场周期的相应部分产生脉冲。因为询问场周期是218-1秒（0.0046秒），一个真贴标当它被携带通过该询问区时其通过时间约为1.5秒，典型地经历大约326个询问周期，并可以产生大约那么多脉冲。实际上，沿大多数路径都会遇到磁零点，因此小于326个询问周期能够产生贴标响应。人们发现若在三个连续询问周期的顺序仅发生三个脉冲，并且这些脉冲都有相近的幅度，那就可能是它们因真贴标通过询问区而产生，而不是因为伪电磁干扰的通过，也不是与磁询问场不同步的某些别的能量源。但是可以比较相应更多数量的周期来的更大数量的脉冲以提供更好的选择性。
对几个连续询问周期的相应部分来的几个信号取样的处理以确定真贴标出现并非新的。本发明全新的事实基于连续取样不是以仅给出那些信号权重和的方式处理。本发明中是以考虑到它们互相偏差的方式比较连续取样的。换句话说，周期与周期的取样幅度的一致性用作依据以确定此信号是由发送器提供能量的物体所产生的，而不是源自与该系统无关的外部源所产生的。当仅采用算术平均时，尽管贴标也许未出现，但一个周期中一个很大的尖峰脉冲可足以提高按总量计的几个周期的信号电平以指示贴标的出现。但是，考虑到周期与周期的偏差，就可以不把很大的尖峰脉冲计算在内。
按照具体情况实施的本发明，其一方面，对N个连续信号周期（例如N＝3个周期）的相应部分所进行的取样的幅度加以处理，以确定取样幅度和的平方是否比规定常数Kth（阀值常数）大，即比先乘以周期的相同个数，再乘以取样幅度的平方和的常数大。典型地，常数Kth具有0和1之间的值，并可以以使其场可调的方式送给此系统。若取样幅度和的平方较大，该系统将允许最新的信号取样幅度通过至平均器作进一步处理，同时将保持取样值以便以同样方式与连续询问周期的相应部分将要进行的取样幅度作比较。若取样幅度和的平方小于后一值，系统将不让取样幅度通过送给平均器，但它将保持取样值，以便以同样方式与连续询问周期的相应部分将要进行的取样幅度作比较，但它在选定的取样间隙时将反馈给平均器一个长期平均器的输出。
图5的噪声阻断器方框图示出进行上述比较的噪声阻断器67的结构。图5可以知道，对于每个噪声阻断器67设有一个累加器90，在一个输入端90a接收来自模拟数字变换器64的输入。累加器90还在第二输入端90b接收负值的长期平均值信号。此后将叙述这些前面提及的长期平均器信号的意义。累加器90将其输出送给存储元件941，942，943（直到N个这种元件）。每个元件由周期时钟多路复用器92的输出启动。取样时钟多路复用器的输出与周期时钟多路复用器92的公共输入端92a连接。周期时钟多路复用器92用来自周期时钟信号线53的信号按顺序将其取样时钟多路复用器信号输入端92a转接至各个其输出端92b1……92bN，不过如上面提到的，本实施例中采用仅从三个连续周期来的取样幅度以获得它们中是否有由假的或非同步能量产生的指示。因而周期时钟多路复用器92具有三个输出端92b1，92b2和92b3。对于某些应用，它可以期望对假的或非同步能量与同步能量之间区分提供更佳分辨率。在这类例子中可以与相应增加的由虚线连接的如图示元件一起设置自周期时钟多路复用器的多达92bN的N个输出端。
应该理解，周期时钟多路复用器92象取样多路复用器那样循环，以便多路复用器转接到其最后输出端之后，下一周期时钟跃变发生，使得多路复用器再转接到其第一输出端。周期时钟多路复用器92的输出端92b1……92bN与相应的信号存储器件941，942，943……94N相连接。该存储器件能够保持最后加到它们输入端941a，942a，943a……94Na的取样值。该信号值连续地出现在各自存储器件的输出端941b，942b，933b，……944b。但是，当存储器件输入端941a，942a，943a……94Na变为激活态时，存储器件中原来的取样值被累加器输出端90c的值所给出的新值取代。
信号存储器件的取样值被连续地加到取样值累加器100，它们算术相加。得到的算术和就加到平方电路102，它产生一与其输入的平方相应的输出。平方电路102就产生一个与连续取样值和的平方相应的输出。平方电路102的输出被加到比较电路104的正输入端104a。
还将信号存储器件941，942，943，……94N的取样值加到单个平方电路106，108，110等，它们分别产生与加到它们输入端的信号值相应的输出值。平方电路106，108，110等的输出连续加到取样平方累加器电路112，产生与其输入算术和相应的输出值。这样取样平方和112的输出值对应于存储器件941，942，943，……94N中存储值的平方和。取样平方累加器112的输出加到乘法器电路114上，此值乘以数目N，该数与信号存储器件的数（本实施例中为3）对应，并乘以预置值Kth，它表示信号值一致性所要求阻止脉冲送到平均器的阀值。典型地，Kth从0变化到1。多路复用器电路114的输出被加到比较器电路104的负输入端104b。
比较器电路104的输出加到阻通开关116的开关启动端116a。阻通开关116具有第一信号输入端116b，连接接收与模拟数字变换器64至累加器90的输入端90a上所加的相同信号。阻通开关116还有第二信号输入端116c，连接接收来自将会叙述的长期平均器的信号。当比较器电路的输出是正而不是负，即存储器件941，942，943，…94N和的平方大于那些信号的平方和乘N乘Kth时，其输出使开关116的公共输入端116d与其第一信号输入端116b连接，公共端116d接收直接从模拟数字变换器64来的信号。但当比较器电路的输出是负而不是正，其输出使得开关116的公共输出端116d与第二信号输入端116c连接，其公共端只从（将会叙述的）长期平均器接收信号。
加到噪声阻断器67的来自模拟数字变换器64的信号为合成信号，它包括已知间隙的成份，即将交变贴标产生的响应分开的时间，和不是已知间隙的成份，即由其他源形成的。该信号阻断器比较在各个信号期间的相应时间来的合成信号幅度，并根据那些幅度的偏差操作它们各自的切换开关116以控制合成信号流至进一步处理的电路，即信号平均器118和120。已知间隙的成份在周期与周期之间的幅度互相很相近;若它们为主，噪声阻断器将开关116置于其上端位置使合成信号通过送给进一步处理电路。但是，若没有已知间隙的成份为主的话，它们在周期与周期间的幅度上不相近，噪声阻断器将把开关16b置于其下端位置，使得合成信号不送给平均器电路118和120。
噪声阻断器电路67中开关116的公共端116d如图6所示与短期平均器118和长期平均器120都连接。短期平均器118包括第一乘法器122，累加器124，延迟寄存器126和第二乘法器128。第一乘法器122被连接上以接收经公共开关端116d由噪声阻断器电路送过来的信号，并使它们乘以预置值（1-As）。第一乘法器122的输出加到累加器124上，将它与第二乘法器128来的值相加。这些值的累加被加到延迟寄存器126的输入端126a，存储并且在输出端126b将该累加值保持到它接收专用于它的取样时钟多路复用器端66b来的脉冲。由于取样时钟多路复用器逻辑，在每周期仅一个取样间隙启动各个输出。每个平均器专用于M个取样间隙中具体的某一个，并且仅在各个周期的那一个间隙期间被更新。延迟寄存器126来的输出被加到第二乘法器128，它被乘上一预置值。乘法的值就加到累加器124上。
在短期平均器118运行时，从噪声阻断器电路67加到第一乘法器122的信号值在第一乘法器122乘以（1-As），在累加器124与第二乘法器128的输出累加，在延迟寄存器126延迟，并在第二乘法器128乘以值（As）。输出再经累加器124，延迟寄存器126和第二乘法器128循环。这在延迟寄存器126的输出处产生一输出，它是来自噪声阻断器电路67的以前输入信号值的权重累加值。各个以前输入信号的值根据它经平均器计算的次数和As值在短期平均器118减少。若A为0则各以前输入信号在其第一次再循环就为0，来自噪声阻断器电路的当前输入值就成为新输出。这是可能的最短的平均。但随着As值增加，以前输入信号值有更大的影响，平均期间变得更长。
长期平均器120具有与短期平均器118相同的结构，相似于短期平均器，长期平均器120包括第一个乘法器130，它接收来自噪声阻断器电路67的信号，并将它们乘以预置值，该例子中定为（1-AL）。得出的值在累加器132中与来自第二乘法器134的输出值相加，累加值送给延迟寄存器136。来自延迟寄存器136的延迟输出乘以预置值AL后送给累加器132。
长期和短期平均器118和120的差异仅是A的值。长期平均器120的AL值比短期平均器118的As值大，从而长期平均器考虑更长期间的经历信号值以产生一输出值。如上面提到的，专用于这平均器的取样时钟多路复用器66b的输出使得输出每过M个取样间隙就被更新。
短期平均器118的输出取自其延迟寄存器126的输出，送到平均器累加电路138的正输入端138a。同时，长期平均器120的输出取自其延迟寄存器136的输出，送到平均器累加电路138的负输入端138b。平均器累加电路138的输出取自一输出端138c，并加到取样多路分解器70（图3）的相应输入端70a1…70aM。长期平均器120的输出还被加到噪声阻断电路67（图5）中累加器90的负输入端90b。
如上面提到的，噪声阻断电路67用于阻止任何信号除非至少有三个送给它的连续脉冲其数值具有某种极小偏差。这将趋于阻断非同步能量，即不与发送器同步变化的能量。但是，某些时候附近有其他非贴标能量源，它们在3个或以上的连续脉冲期间仅变化极小，但它们在相应的短期平均器118期间具有较低的平均值。即它们不会象贴标来的信号那样持续那么长，但当它们出现时，它们在脉冲与脉冲间不会可能变化较大。这些能源所产生的信号被平均器118和120衰减。
信号平均器118和120输出的差异消除不变化非贴标同步能量源（例如是由发送的磁场范围内的金属物体产生的或者与发送器同步工作的电路元件内部产生的）的效应。此不变化能量的平均值在各个长周期平均器120内测得，并从平均器累加电路138中相应的短周期平均器118的输出值减去。因为两种平均器都包含对这些不变化的能量源的相同估计，因而在微分累加器138的输出端抵消那些信号。
长期平均器120的输出如上面提到的，送给它们相应的噪声阻断电路67中累加器90的负输入端90b。此目的在于保持噪声阻断电路对脉冲与脉冲间信号值变化的灵敏。若连续脉冲的信号值按给定量变化，各个脉冲的总信号值小的话，给定量将会相当重要。但假如将各个脉冲加到例如非贴标能量源来的相同大的量上，则这种连续脉冲间的相同变化量将变得相对来说不重要了。因此，通过从进来的脉冲减去，使得相应取样间隙中能量的长期平均值，脉冲与脉冲间的变化量更为重要。
每个平均器累加电路138的输出在取样多路分解器70（图3）中组合。每个平均器累加电路输出端138c与多路分解器70的对应输入端70a1…70aM连接。该多路分解器70连接有开关启动端70b以接收来自取样时钟信号线51的脉冲。这些脉冲使得输入端70a1…70aM顺序转接到一公共输出端71。这样模拟数字变换器来的信号在时间上分开，按时钟信号发生器50来的脉冲递增，并在噪声阻断器和平均器独立处理，在取样多路分解器70中重组。
顺便再解释一下，在系统的发送器部分，时钟发生器50产生其频率为D＊F0的信号，其中D是整数而F0是以赫兹计的频率。信号由分频器52分频产生F0赫兹的信号。接着对F0赫兹信号进一步处理，放大后送到发送机天线42以产生一可以激活贴标30的场。处理F0方法的唯一限制是所形成的发送器的场以产生F0间隙响应的方式激活贴标。
在接收机中，可以感知贴标30存在的接收机天线42，经过一增强贴标信号能量与非目标信号能量比的一系列滤波器和放大器相连。这些元件其相应增强的输出送给模拟数字变换器64。此模拟数字变换器以D＊F0的速率产生取样信号，D＊F0信号是从系统发送器获得或取自系统发送器，或者以发送器和接收器的型号在频率上相同这种方式独立地产生。应该说明，在这些信号之间对相位关系没有限制。将模拟数字变换器的数字变换送给一功能模块，它包括一可以以高速执行数字信号处理功能的处理器。处理器按下面这种方式处理加给它的信号，即产生一代表贴标出现的条件，并在此条件下激活报警器48。
噪声阻断电路的目的在于按不让前者再通过信号链的观点区分与发送机的F0基频信号无因果关系的和应该为非系统同步的能量或是系统同步的能量。通过将F0周期分为D个时隙，并利用系统同步的能量在相同的一个或多个时隙中重复出现，而非系统同步的噪声则不然，它们在时间上随机间隔这一事实来区分。
在瞬态的同步噪声，例如如贴标和“无辜”的物体通过该系统时产生的，和平常出现的稳态同步噪声之间加以区分是重要的。后者通过是从发送器耦合到接收器的伪能量的结果，和永久安装在系统工作区附近的物件对发送器的场响应的结果。以下是噪声阻断器算法的简化说明，其中忽略了可能出现的稳态同步噪声。将在后面给出其中出现可能的稳态同步噪声的完整噪声阻断器算法。
在传统中，N个周期的模拟数字变换存储进存储器，每个周期则为D个取样。在第n周期第d时隙的取样可以设为Snd。软件指针在某一时刻经每个周期，每个时隙递进。当达到某一周期的第D时隙时，它就递进到下一周期。在第N周期结束时，指针返回到第一周期的第一时隙。指钟以D＊F0的速率每一模拟数字变换移动一次。
随着指针移到下一时隙，通过计算全部d列取样之和的平方与N倍d列取样平方和之比进行运算。
在数字上这写成：
(Σn=1NSnd)2N×Σn=1NSnd2=K]]>
可以知道此K值作为一列中取样值如何相近的量度。越是相近，该K值越高，与系统同步信号相对应。可以知道，例如在当前例中所有取样值均相同的话，则K＝1。但是若取样值不同，且它们的平均值为0时，则K＝0。通过估量上述等式并确定K是否大于给出的阈值Kth，此算法确定被指针指出的单个取样是否同步的，而应送去作进一步检查，或者不同步，因此，它被视为噪声而不必进一步处理。
实际上，避免除法而估计运算上等效的问题是更为简便的。
(Σn=1NSnd)2≥Kth×N×Σn=1NSnd2---(III)]]>
若在实际的系统中不存在稳态同步能量的话，以上就足够了。这种能量通过在各个取样脉冲上加不随周期n而改变的，而是d列中为常数的能量成份来表明。背景能量使得上述等式的修改成为必要。
为了合理地计入这种因素，有必要先对其展开估计。这种估计可以通过利用同步滤波器或平均器获得。
可以将F0周期分频为D个时隙来扩展同步滤波器（即与D＊F0同步），在简化的噪声阻断器算法中扩展的各个平均器时隙和各列时隙之间有一一对应的关系。随着上面详述的取样指针从一时隙递进到一时隙，对于平均器的独立指针与它一齐递进。但是，当简化的噪声阻断器算法指针递进到下一周期的第一个取样时，平均器指针只返回到平均器的第一个取样。
在详述平均器如何结合噪声阻断器算法工作之前，先叙述平均器作为独立器件的运行。单独的平均器每个输出取样ad与输入Xd结合，并按下列等式修改：
ad⇐adα+Xd(1-α)---(IV)]]>
其中α建立滤波器时间常数的0与1之间的常数。
平均器就起到每个时隙产生入射到其D个单元中的每一个上的能量平均值的作用。
这里应该说明，平均器输入Xd实质上是考虑到输出状态的噪声阻断器算法修改版的输出。下面这组等式叙述在任何时间所有指针都在d列时全噪声阻断算法的输出Xd：
Vd⇐N×Σn=1N(Snd-ad)2---(V)]]>
Md-Kth×Vd（Ⅵ）
若上述差为正，则：
Yd⇐Snd---(VII)]]>
ad⇐adα+Xd×(1-α)---(VIII)]]>
若上述差为负，则
Yd⇐ad---(IX)]]>
ad⇐ad---(X)]]>
来自多路分解器70公共输出端71的信号送到在图中更详细示出的自适应均衡器72。这里还应该理解，自适应均衡器示于图7中的方框图，这是为了说明，实际的器件被形成为集成电路的一部分。
如图7所示，自适应均衡器72包括延迟线寄存器140，它在输入端140a接收来自取样多路分解器70输出端71的信号。延迟线寄存器140具有一系列单元140b1…140bM;加在寄存器140一端输入端140a上的信号随着取样时钟信号线51（图3）来的时钟脉冲加到时钟脉冲端140c，而以一步接一步的顺序通过各个单元。延迟线寄存器140应具有与基频期间相等的总长或延迟相同，即询问磁场的频率;单元140b的个数与在这期间加到140c端的脉冲M的个数相等。这样，在任何瞬时，延迟线寄存器140总包含有在询问磁场变化的一个周期期间通过噪声阻断器和平均器的信号脉冲。
延迟线寄存器140的每个单元具有一抽头输出140X1…140XM，它与相应的输出乘法器1421…142M连接。这些乘法器142作为输入接受来自相应抽头系数线1411…142M的信号。那些信号由M个幅度控制调整电路1541…154M产生（只示出其中之一1541）。乘法器1421…142M的输出结合进累加电路144。累加电路144具有一公共输出端，它与第二训练/运行切换开关146的公共输入端146a连接。第二训练/运行切换开关146的一个输出端146b与全波整流器73（图3）连接。该训练/运行切换开关146的另一输出端146c与累加电路150的正输入端连接。来自内部源（未图示）的理想化脉冲信号DM被加到累加电路150的负端上。
人们发现，δ函数其信号在M个取样间隙中的一个有唯一的非零值而其他地方则为零值，它本身对此种应用并非是可用的信号。要使子δ函数有用，由滤波器62滤过的频率成份得存在。此外，人们发现也可以通过对图4c所示形状的信号取样来获得有用的信号。在本实施例中，在此顺序中M个取样（M＝64）中的9个是非零值，与图示的脉冲相对应。这相对于如图4（d）从滤波器62出来的脉冲来说在脉冲形状上产生显著的改进。当第二引导/运行切换开关146处于引导位置时，（即公共端146a与第二输出端146c连接时），累加电路150从累加电路144信号的值减去理起脉冲信号的值。得到的信号表示误差值，送到将它与系数2W相乘的乘法器152。对于W选择较大值，就可能达到自适应均衡器72的迅速收敛或适应。但这种情况下调整精度比较低。另一方面，对于W选择较小的值，调整精度是提高了，但其发生的速度降低了。提供与自适应均衡器偏离理想设定值的量一同变化的W值是有益的。那么，对于大的偏差量来说，调整将大而迅速，随着偏差量减小，得到的值被加到与延迟寄存器140的各单元相关的若于单独幅度控制调整电路1541…154M的每一个上。为便于解释的清晰，结合图7只说明幅度控制调整电路其中之一1541。但是别的其结构和运行都是相同的。
如图7所示，幅度控制调整电路154每个包括乘法器156，加法器158和延迟寄存器160。连接有乘法器156以接收乘法器152输出值，并将它与相应的延迟寄存器单元140b的输出信号140X的值相乘。所得到的值在加法器158中被加到在前一个从时钟脉冲发生器50输入的时间内被扩展的抽头系数141上。加法器158的输出提供给存储寄存器160，在这里它被延迟一段与一个取样间隙相等的期间，即取样时钟信号线51的脉冲期间。存储寄存器的输出是抽头系数141，它被加到相应的乘法器142上。
如上面提到的，当第二引导/运行切换开关146被切换到运行位置，即，使公共端146a与第二输出端146b连接时，自适应均衡器的输出信号经一全波整流器送到信号和噪声通道74和80。这些信号仅在交替的时刻当信号和噪声通道的门76和82打开时经各自通道通过。这些门由门信号发生器88的输出打开，该门信号发生器88进而接收分频器52（图3）的脉冲。设置门信号发生器88，以使得在其间可能发出真目标脉冲（即磁场在方向上近乎改变并处于较低强度）的磁询问波周期那部分时间内，它打开信号门76。当磁询问场在其周期这部分时它有较高强高（即其强度超过真目标产生脉冲的强度）门信号发生器88就打开噪声门82。
通过信号门76的信号加到用来平滑的低通滤波器78上。平滑后的信号然后加到比较器86的正输入端。同时通过噪声门80的信号加到峰检测器84上，它产生与噪声门82最后一次打开时出现的信号值相对应的噪声通道80的输出。该噪声信号值加到比较器86的负端。当信号通道74中滤波的信号值大于噪声通道80的信号值时比较器86将产生一报警输出。接着送出报警输出启动报警器48。
上述系统的运行有两种模式，即引导模式和运行模式。引导模式的目的在于预置幅度控制调整电路154和自适应均衡器72相应抽头系数线1411…141M上的信号。当系统第一次打开，引导模式持续大约15秒的时间。在这期间，引导/正常运行控制单元151将第一和第二引导/运行切换开关61和146切换到它们的引导位置，从而允许存储元件160在每个取样间隙被更新。即，设定第一切换开关61将测试脉冲发生器63的输出与放大器和带通滤波器62（图3）连接，设定第二切换开关62将自适应均衡器累加电路144与累加电路150（图7）连接。在得到这种引导之后，单元151使切换开关61（图3）的活动部件回到输入端61a，使切换开关146（图7）的活动部件回到其输出端146b。它还将信号送到存储寄存器160以防止它们被进一步更新，寄存器保持它们的当前值。
引导模式的目的在于设定自适应均衡器72中可调整抽头系数，以使自适应均衡器对信号通过放大器和带通滤波器62期间所发生的相位失真进行补偿。如前面提及的，这些电路去除用来确定目标产生的脉冲其区别性特征的频率范围以外的频率成份。这使得脉冲以数字方式被取样处理;但假使这样的话，它们以至少是通过放大器和带通滤波器62的最高频率两倍的频率被取样。在滤过高低频率成份时，滤波器总还是使通过的信号成份其相对相位发生偏移。当其抽头系数合适设定后，自适应均衡器72对比相移进行补偿。在引导模式期间，也就是说，在系统被打开之后第一个15秒左右，当设定第一引导/运行切换开关61将测试脉冲发生器63的输出与放大器和带通滤波器62连接，设定第二引导/运行切换开关146将自适应均衡器72中的累加电路144输出与累加电路150和后面的幅度控制调整电路154连接，存储寄存器160在各个取样时间被更新时，执行对这些可调整幅度控制设备的设定。
自适应均衡器72以有限响应（FIR）或横切滤波器方式运行，该滤波器其抽头延迟线带有被不同权重并相加产生输出的抽头。通过按照随机梯度算法互动调整它们以校正测试脉冲发生器63送出信号并使它们与存储的具有极小相位失真的理想脉冲DM一致来完成这些抽头的设定。该理想脉冲DM由脉冲发生器（未图示）提供，送给累加电路150和（图7）的负输入端，使它与累加电路144的输出代数组合以产生误差信号。该误差信号在乘法器乘上一比例系数，送给每个放大器控制调整电路154。每个放大器调整控制电路将修改的误差信号值与其相应抽头输出140X信号的值相乘，在加法器158中将该结果加到上一次取样时间得到的抽头系数值141上。接着加法器158的输出在存储寄存器中存储一个取样时间，即时钟发生器50的脉冲时间，用于下一次运行。同时，在存储寄存器输出端的前次取样结果送到相应的乘法器，并按预定增量调整其放大或衰减。通过在如上所述几秒的时间重复取样、比较和调整，设定几个乘法器142，对放大器和带通滤波器电路62产生相位失真效应加以补偿。接着抽头系数此后保持其各自的设定，通过改变第一和第二引导/运行切换开关61和146的设置为它们正常运行的设置，并防止存储寄存器160的进一步修改，使系统切换到运行的正常模式。
切换开关61和146可以由图3中所示的编程控制电路151操纵。
应该理解，利用具有多个抽头的延迟线或延迟寄存器和可调抽头系数来使脉冲整形的总构思是已知的。但此类总体技术对电器监视中对目标信号的检测来说，相信是新颖的。同样，在电子盗贼检测中利用给出脉冲信号权重平均的信号平均是已知的，但是如这里所述将信号平均与噪声阻断设计相结合，相信是新颖的。
这样已叙述了一种在询问区和有非目标产生的电和电磁能量的情况下检测目标存在的新颖系统。另外，该系统在本系统所分析的信号部分的不同频率成份的相位关系上自动对滤波效应加以补偿。但应该理解，噪声阻断器67，长期和/或短期平均器其中之一或其结合，和自适应均衡器电路72，及其自动的调整性能，其本身分别是新颖的，并可用在其他应用中。