产生和测定信号序列的方法， 同步方法，发信单元和收信单元 本发明尤其涉及一种为使至少两个传输单元同步而产生一个传输信号序列的方法，而且还涉及一种对这样产生的信号序列进行测定的方法和一些相应的发信单元及收信单元。
在诸如移动无线系统等信号传输系统中，通信中的一方(第一传输单元)需要识别某些确定的、由另一通信方(第二传输单元)所发出的信号。在此譬如涉及用于使两个同步方(比如无线电台)进行同步的所谓的同步脉冲串，或涉及所谓的接入脉冲串。
为了针对周围环境噪声可靠地测定或识别这种接收信号，已经公知可以连续地在一个确定的时延上使该接收信号与预定的信号序列相关，然后求出在所述预定信号序列的时延上的相关和。产生最大相关和的接收信号范围便对应于所要寻找的信号。在数字移动无线系统的基站的同步信号之前譬如接入一个信号序列作为所谓地训练序列，并且在移动台内以上述方式通过与所存储的信号序列进行相关而测定或求出该训练序列。这样，移动台便可以与基站进行同步。
在基站内，譬如在随机接入信道(RACH)的检测中也需要这种相关计算。此外，也可以执行相关计算来确定信道脉冲响应和确定所接收的信号脉冲串的信号传播时间。
在此，按照下式来计算所述的相关和：Sm=Σi=0n-1E(i+m)*K(i)]]>
其中，E(i)为从接收信号导出的接收信号序列，而K(i)为所述的预定信号序列，其中i为0～n-1。针对多个在时间上错开的、从接收信号获得的信号序列E(i)相继地计算出所述的相关和Sm，然后确定Sm的最大值。如果需要计算k个相继的相关和，那么计算花费便为k*n次运算，其中一次乘法和加法被一起计为一次运算。
因此，这种相关和的计算耗费巨大，而且尤其在诸如话音通信或可视电话等实时应用中、或在CDMA系统中，还需要高效且因此昂贵的处理器，这种处理器在计算时具有较高的电流消耗。譬如，为了使标准化的UMTS移动无线系统进行同步，需要测定长度为256个码片(在CDMA中，传输比特也被称为码片)的已知信号序列。所述的序列一共重复2560个码片。由于移动台一开始就与码片脉冲同步地进行工作，所以必须对接收信号进行过采样，以便在采样状况不利的情况下也还能获得足够的信号。按照对I和Q分量进行采样，这将会导致256*2560*2*2＝2621440次运算。
因此本发明的任务还在于，提供一种可以产生信号序列的方法和装置，并由此提供如下的信号序列，即它可以在传输的接收信号序列中轻易地测出来。本发明还有一个任务在于，提供一种方法和装置，它们可以通过产生相关和而简单地求出所述的信号序列。
该任务由各独立权利要求的特征部分来实现。扩展方案由从属权利要求给出。
本发明所基于的思想是通过如下方式来产生一些信号序列，即把一个长度为n2的第二信号子序列重复n1次，并且利用第一信号子序列(长度为n1)进行调制，而且至少一个信号子序列是一种通常也被称为戈莱互补序列的戈莱序列。
由此可以产生一些信号序列，如果它们包含在一个接收信号序列之中，则可以轻易地被测出来。使用戈莱序列是非常有利的，因为为此可以采用非常有效的已知算法来计算所述的相关。
因此，同利用长度为256的戈莱序列的常规实现方式相比，在譬如使用长度为256的分级式相关序列、且该相关序列由2个长度为16的组分戈莱序列构成的情况下，可以把UMTS系统的PSC(主同步信道)的计算费用从每计算一个相关输出值需要15次加法降低到14次加法。
本发明的一种改进方案规定，为产生所述信号子序列而采用的排列P1、P2、P3、P4和标准量W1、W2、W3、W4可以从如下的一群排列-标准量对(P1P2P3P4，W1W2W3W4；)中查取：3201，+1-1+1+1；3201，-1-1-1+1；3201，-1-1+1-1；3201，+1-1-1-1；而且/或者为产生所述第二个信号子序列而采用的排列(P1P2P3P4)等于3201。
由此可以在ASIC中实现本发明非常有利的实施方案。
通过对所述用于产生信号序列的方法进行说明，可以用这种方法产生或获得的信号序列也属于本发明的范畴。尤其还可以将它们用于数据传输系统，以便尤其用来使移动台与基站进行同步。
为了通过确定相关和来求出接收信号序列中所包含的预定信号序列，可以计算所述第二信号子序列同所述接收信号序列的相应部分的子相关和序列。为了计算相关和而选出所述子相关和序列中的n1个元素，并在标量积的意义上与所述的第一信号子序列相乘。
在本发明的一种改进方案中，暂存曾计算出的子相关和，并将其用于计算接下来的相关和。
于是，在计算接下来的相关和时，可以使用前面已经计算出的子相关和，由此大大地降低了计算费用。
“接收信号序列”也可以理解成譬如通过解调、滤波、去变换、换算或模/数变换而从接收信号导出来的信号序列。
“测定信号序列”显然也可以理解成测定信号序列的时间位置。
下面借助不同的实施例来详细阐述本发明，为解释这些实施例而使用了如下附图：
图1为移动无线网的图示，
图2为无线电台的框图，
图3为计算相关和的常规方法，
图4为本发明的信号序列和信号子序列的图示，
图5为产生本发明信号序列的简要图示，
图6、7及8为计算相关和的方法的简要图示，
图9和10为求出所述相关和的实施方法的简要图示，
图11为一种高效的分级式戈莱相关器。
在图1中示出了一种蜂窝式移动无线网，譬如GSM系统(全球移动通信系统)，它由许多移动交换局MSC组成，而这些移动交换局又相互结网，或可以接入到固定网PSTN/ISDN中。另外，这些移动交换局MSC总是与至少一个基站控制器BSC相连，而该基站控制器也可以由一种数据处理系统构成。在UMTS(通用移动电信系统)中也可以具有类似的结构。
每个基站控制器BSC又与至少一个基站BS相连。这种基站BS为一种无线电台，它可以通过无线接口与其它的无线电台、也即所谓的移动台MS建立无线连接。在移动台MS和该移动台MS所属的基站BS之间，可以借助无线信号在位于频带b内的无线信道f内传输信息。基站的无线信号作用距离基本上定义了一个无线小区FZ。
基站BS和基站控制器BSC可以组合成一个基站系统BSS。在此，该基站系统也负责无线信道管理或分配、数据速率匹配、无线传输链路监视、切换过程，以及在CDMA系统中负责分配需要使用的扩展码群等等，所述基站系统还把所属的信令信息传送给所述的移动台MS。
在双工系统的情况下，可以在诸如GSM系统等FDD(频分双工)系统中给上行链路u(移动台(发信单元)至基站(收信单元))设置不同于下行链路d(基站(发信单元)至移动台(收信单元))的频带。在不同的频带b内可以通过FDMA(频分多址)方法实现多个频道f。
在本申请的范围内，传输单元也可以理解成通信单元、发信单元、收信单元、通信终端、无线电台、移动台或基站等。在该申请的范围内所采用的概念和例子还经常涉及GSM移动无线系统；但它们绝不局限于此，本领域技术人员借助本说明书可以轻易地推广到其它的、甚至是未来的移动无线系统中，譬如尤其为宽带CDMA系统的CDMA系统。
借助多路接入方法可以通过无线接口有效地传输和分离数据，并将其分配给一个或多个确定的通信连接或相应的用户。为此可以采用时间多路接入TDMA、频率多路接入FDMA、代码多路接入CDMA或由多个这种多路接入方法所构成的组合。
在FDMA中，频带b被分解为多个频道f；这些频道通过时间多路接入TDMA被划分成时隙ts。在时隙ts和频道f内所传输的信号可以通过通信专用的对数据进行加调制的扩展码、也即所谓的CDMA码cc来进行分离。
如此产生的物理信道可以按照规定的方案被分配给逻辑信道。逻辑信道基本上可以区分为两种：用于传输信令信息(或控制信息)的信令信道和用于传输有用数据的通信信道(通信信道TCH)。
所述的信令信道被进一步划分为：
-广播信道
-公共控制信道
-专用/接入控制信道DCCH/ACCH
所述的广播信道群中包含有广播控制信道BCCH、频率校正信道FCCH和同步信道SCH，其中所述的广播控制信道BCCH被MS用来从基站系统BSS中获得无线技术信息。所述的公共控制信道包括随机接入信道RACH。在此，为实现这种逻辑信道而传输的无线块或信号序列可以包含用于不同目的的信号序列K(i)、也即所谓的相关序列，或者说，在该逻辑信道上可以传输用于不同目的的信号序列K(i)。
下面通过举例来讲述使移动台MS与基站BS同步的方法：在起初的基站搜寻或小区搜寻(起初的小区搜寻过程)的第一步中，移动台利用主同步信道(主同步信道SCH(PSC))来实现与最强的基站进行时隙同步。这可以通过经匹配的滤波器或相应的电路来确保，且所述的滤波器与所有基站所发送的主同步码cp是相匹配的。在此，由所有的基站BS发送长度为256的相同主同步码cp。
移动台借助相关来从接收序列中测出所接收的信号序列K(i)，其原理由图6～11和所属的说明给出。在此，对于位于移动台的接收范围内的每个基站的每个接收信号序列，在经匹配的滤波器的输出端上都会输出一些尖峰值。通过对最强尖峰值的位置进行检测，可以求出最强基站的定时模时隙长度。为了确保较大的可靠性，经匹配的滤波器的输出可以在所述的时隙数量上进行不相干地累加。也就是说，移动台以“匹配滤波器运算”的形式在长度为256个码片的信号序列上实现相关。
在此，所述的同步码cp是根据信号序列K(i)并按照图5及其有关说明所阐述的原理来产生的，或者可以这样来产生或获得。在此，信号序列K(i)或长度为256的同步码cp是由两个长度均为256的信号子序列K1(j)、K2(k)构成，或者可以这样地构成。此处的信号子序列构成了一个信号子序列对(K1(j)；K2(k))。
在此，这样获得的信号序列K(i)也可以被称为“分级信号序列”或“分级相关序列”。信号子序列也可以被称为“短相关序列”或“组分序列”。
此处至少一个信号子序列是长度为nx的戈莱序列，也即所谓的戈莱互补序列，在此用X＝XNX(k)标示。X可以由如下关系构成：
Xo(k)＝δ(k)
X′o(k)＝δ(k)
Xn(k)＝Xn-1(k)+Wn·X′n-1(k-Dn)
X′n(k)＝Xn-1(k)-Wn·X′n-1(k-Dn)，
k＝0，1，2，...，2NX-1
n＝1，2，...，NXDn=2Pn]]>
其中，nx＝2NX
δ(k)为皇冠角形(Kroneckersche)德尔塔函数
Pn，n＝1，2…NX：数{0，1，2…，NX-1}的任意排列
Wn为由(+1，-1，+i或-i)组成的用于信号子序列的加权。
戈莱和Sivaswamy的产生这种戈莱序列的方法也可以从“用于戈莱互补序列的高效脉冲压缩器”，电子通讯第27卷，第3号，219页中获知。
于是，Wn可以采取值+1、-1、+i或-i，或采取值+1或+1来产生二进制的戈莱序列。
在本申请范围内，Wn也被称为标准量。为戈莱序列所使用的、可根据排列Pn计算出来的量组Dn也被称为延迟矩阵；所选的加权组Wn也被称为加权矩阵。
譬如，可以为所述的加权选择一个加权矩阵W＝[1，-1，1，1]，这意味着W1＝1；W2＝-1；W3＝1；W4＝1，而且为延迟矩阵选择D＝[8，4，1，2]，这意味着D1＝8＝2^3＝2^P1；D2＝4＝2^2＝2^P2；D3＝1＝2^0＝2^P3；D4＝2＝2^1＝2^P4。利用排列P＝[3；2；0；1]可以得出序列X4＝(111-1-11-1-1111-11-111)。该序列也可以被用作一个信号子序列，譬如K1(j)。
与常规方法中所采用的正交黄金码相反，由两个信号子序列所构成的信号序列K(i)的自相关函数通常具有更差的自相关特性。它譬如具有更高的旁瓣极大值和更高的有效旁瓣极小值。此外，UMTS链路层的仿真表明，如果在PSC中使用这种信号序列K(i)以便在发信机和收信机之间存在频差(频率误差)时进行时隙同步，那么与使用正交黄金码的情况相比，此时的同步误差通常会更高。
但是，利用专门为此而创建的昂贵仿真工具可以测出由至少一个戈莱序列组成的信号子序列对(K1(j)；K2(k))，如同上文所述，在所述信号子序列对的基础上可以求出信号序列K(i)，即便在发信机和收信机之间存在较高频差时，也可以可靠地求出所述的信号序列来在基站和移动台之间进行同步，并由此只导致极小的同步误差。对此，在UMTS系统的仿真中也是以频差为10kHz为出发点。通过使用这样产生或可以这样产生的信号序列K(i)或同步码cp，可以大大降低计算所述相关和的计算费用，也即降低了在进行接收的移动台MS中为实施同步而测定信号序列K(i)的费用，同时也不必以增加同步误差为代价。此外，还可以取消在收信机内使用昂贵的石英来进行稳频。
结果表明，在仿真过程中，根据频率误差来计算自相关函数特别适用于评估由排列-标准量对所构成的信号序列K(i)的同步性能。
在此，通过考虑发信单元和收信单元之间的频差来计算自相关函数也可以按照如下公式来进行：a(K)=ABS(Σi=0n-1-KK(i)•[K(i+K)•exp(j•2π•fd•i•ta))]*]]>
k 偏差
n 序列的长度
i 指数
fd 频差
ta 采样间隔
[]*表示共轭复数
在此，可以针对k＝0…n-1来计算值a(k)。如果产生多个信号子序列对，而这些信号子序列对在所得出的信号序列K(i)的自相关函数中可以导致同样好的主波瓣极大值/最大旁瓣极大值比，那么就可以进一步选择出使旁瓣极小值的有效值较小的那些信号子序列对。在此，主波瓣极大值与最大旁瓣极大值的比值应尽可能地大，而所述旁瓣极小值的有效值应尽可能地小。通过接下来的譬如用于UMTS系统的链路层仿真可以求出一些信号子序列对，当频率误差为0kHz、5kHz和10kHz时，这些信号子序列对可以在同步误差方面令人惊奇地表现出类似好的特性，几乎同不分级地构造的常规正交黄金码一样好，而且所述的信号子序列对具有很好的同步性能，这是众所周知的。
为了选择出信号子序列对(K1(j)；K2(k))，还可以考虑除所述自相关函数以外的如下准则：
-漏检率：在执行全仿真时通过比较漏检率来选出所述的信号子序列对。
-在给定的频率误差和AWGN信道中给定的SNR的情况下的检测概率。
利用耗费较高的仿真可以求出一群长度为16的戈莱序列，它们由权利要求5、6、7、8或9中的一项或多项所给出的一群排列标-准量对来表示，在这些排列-标准量对的基础上可以求出信号序列K(i)，当发信机和收信机之间的频差为零时，或者当为同步的目的而采用了较大的频差时，所述的信号序列都具有较小的同步误差。由此可以优选地选择一些排列-标准量对，以便根据它们来获得或产生信号子序列，并最终得出信号序列K(i)。
在本发明的变型方案中，至少一个信号子序列是一个即便在有频率误差的情况下也就自相关函数的旁瓣极大值进行了最优化的戈莱序列，其长度尤其为16。
在上述的仿真中，使用基于如下信号子序列的信号序列K(i)被证明是有利的，其中，为产生所述信号子序列而采用的排列P1、P2、P3、P4和复数标准量W1、W2、W3、W4可以从如下的一群排列-标准量对(P1P2P3P4，W1W2W3W4；)中查取：0213，+j+j+j-1；0213，-j+j+j-1；0213，+1-j+j-1；0213，-1-j+j-1；0213，+1+j-j-1；0213，-1+j-j-1；0213，+j-j-j-1；0213，-j-j-j-1；0213，+j+j+j+1；0213，-j+j+j+1；0213，+1-j+j+1；0213，-1-j+j+1；0213，+1+j-j+1；0213，-1+j-j+1；0213，+j-j-j+1；0213，-j-j-j+1 ；3120，+1-j+j-1；3120，-1-j+j-1；3120，+1+j-j-1；3120，-1+j-j-1；3120，+1+j+j+j；3120，-1+j+j+j；3120，+1-j-j+j；3120，-1-j-j+j ；3120，+1+j+j-j；3120，-1+j+j-j；3120，+1-j-j-j；3120，-1-j-j-j；3120，+1-j+j+1；3120，-1-j+j+1；3120，+1+j-j+1；3120，-1+j-j+1；.
在上述的仿真中，使用基于如下信号子序列的信号序列K(i)被证明是非常有利的，其中，为产生所述信号子序列而采用的排列P1、P2、P3、P4和二进制标准量W1、W2、W3、W4可以从如下的一群排列-标准量对(P1P2P3P4，W1W2W3W4；)中查取：3201，+1-1+1+1；3201，-1-1+1+1；3201，+1-1-1+1；3201，-1-1-1+1 ；3201，+1-1+1-1；3201，-1-1+1-1；3201，+1-1-1-1；3201，-1-1-1-1；1023，+1+1-1+1；1023，-1+1-1+1；1023，+1-1-1+1；1023，-1-1-1+1；1023，+1+1-1-1；1023，-1+1-1-1；1023，+1-1-1-1；1023，-1-1-1-1；.
在上述的仿真中，使用基于如下信号子序列的信号序列K(i)也被证明是非常有利的，其中，为产生所述信号子序列而采用的排列P1、P2、P3、P4和二进制标准量W1、W2、W3、W4可以从如下的一群排列-标准量对(P1P2P3P4，W1W2W3W4；)中查取：
3201，+1-1+1+1；3201，-1-1-1+1；3201，-1-1+1-1；3201，+1-1-1-1；而且，为产生所述第二个信号子序列而采用的排列(P1P2P3P4)等于3201。
除了所述的排列-标准量表示之外，还可以通过延迟矩阵和加权矩阵的数据来表示所述的戈莱序列。因此，上文首先所讲述的、非常有利且具有实数加权的序列，也即用参数(P1P2P3P4，W1W2W3W4)所给出的序列(3201，+1-1+1+1)是通过延迟矩阵D＝[8，4，1，2]和加权矩阵W＝[1，-1，1，1]来定义的。
另外，也可以明显地通过说明单个的元素来表示所述的戈莱序列，在此，对于所述长度为16的戈莱序列可以得出：
K1＝<+1，+1，+1，-1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，+1，-1，+1，-1，+1，+1>
利用在所述参考文献中所经常采用的把+1映射成0、把-1映射成1，可以得出另一种等效的表示。于是由下式来定义所述的序列：
<0，0，0，1，1，0，1，1，0，0，0，1，0，1，0，0>
如果为UMTS的PSC使用多个信号子序列(组分序列)、也即长度为16的戈莱序列，而且采用Wn＝1，-1，i，-i作为加权以及采用来自Dn＝{1，2，4，8}的任意排列作为延迟，那么对于两个组分序列中的每一个都会有多于212种不同的可能性，也即一共多于224种可能性。在本发明的范围内，根据权利要求5、6、7、8或9，大约有10～10^2个排列-标准量对。于是，对于原则上可能的、可被用来构成16位戈莱序列的排列-标准量对群，所选的信号子序列只构成了它的一个极小的子群。
图2示出了一种可以为移动台MS的无线电台，它由操作单元或接口单元MMI、控制装置STE、处理装置VE、供电装置SVE、收信装置EE、以及必要时的发信装置SE构成。
控制装置STE基本上由一种程控的微控制器MC组成，它可以对存储器模块SPE进行读和写访问。由微控制器MC控制和监视所述无线电台的所有重要单元和功能。
处理装置VE也可以由数字式的信号处理器DSP构成，后者同样也可以访问存储器模块SPE。通过所述的处理装置VE还可以实现加法和乘法装置。
在易失或非易失的存储器模块SPE中，需要一些用于控制无线电台和通信过程的、尤其也用于控制信令过程的程序数据，并且还存储那些在信号处理期间所产生的信息。此外，其中还存储了被用来进行相关的信号序列K(i)以及计算相关和的中间结果。于是，本发明范围内的信号序列K(i)可以暂存于移动台和/或基站内。也可以把上文列举出来的一个或多个排列-标准量对、或由其导出的信号子序列或信号子序列对(K1(j)；K2(k))暂存在所述的移动台和/或基站中。也可以在移动台和/或基站内产生由信号子序列对(K1(j)；K2(k))构成的信号序列K(i)和/或由排列-标准量对构成的信号子序列。
尤其可以在一个基站或一个系统的所有基站中暂存一个信号序列K(i)，该信号序列以固定或可变的间隔被发射用于同步的目的。在移动台MS中暂存了信号子序列对(K1(j)；K2(k))，可以从它求出暂存于基站中的信号序列K(i)，而且，为了使移动台与基站同步，所述的信号子序列对被考虑用来进行计算费用较合适的相关和的计算。
所述信号序列或信号子序列的存储也可以通过以任意编码的形式存储相应的信息来实现，并通过诸如易失和/或非易失存储器模块等存储装置来实现，或者通过相应配置的加法或乘法输入、或作用相同的相应硬件结构来实现。
所述的高频部分HF在必要时由发信装置SE和收信装置EE构成，所述的发信装置具有一个调制器和放大器V，而所述的收信装置则具有解调器，且同样也具有放大器。利用模/数变换把模拟的音频信号和来自收信装置EE的模拟信号变换成数字信号，并且由数字式的信号处理器DSP进行处理。在该处理之后，必要时利用数/模变换把所述的数字信号变换成模拟的音频信号或其它的输出信号、以及那些输入到发信装置SE中的模拟信号。为此在必要时执行调制或解调。
压控振荡器VCO的频率通过合成器SYN被输至所述的发信装置SE和收信装置EE。借助压控振荡器VCO还可以生成系统时钟，以便给无线电台的处理装置提供脉冲。
为了通过移动无线系统的空气接口接收和发送信号，装设了一个天线装置ANT。在诸如GSM(全球移动通信系统)等一些已知的移动无线系统中，信号是以时间脉冲的形式用所谓的脉冲串来接收和发送的。
所述的无线电台也可以是基站BS。在该情形下，所述操作单元MMI的扬声器单元和传声器单元由譬如经过基站控制器BSC或交换装置MSC而通往移动无线网的通信连接来代替。为了同时与多个移动台MS交换数据，所述的基站BS具有相应多的发信和收信装置。
图3示出了长度为w的接收信号序列E(1)，它也可以是一种由接收信号导出的信号序列。为了根据前文所给出的公式计算出第一个相关和S0，该接收信号序列E(1)的第一部分的元素成对地与长度为n的信号序列K(i)的相应元素相乘，而且将所得出的该长度的部分结果累加得出相关和S0。
正如图中所示的一样，为了计算接下来的相关和S1，信号序列K(i)向右偏移了一个元素，并且将该信号序列K(i)的元素与信号序列E(1)的相应元素成对地相乘，然后通过把所产生的部分结果相加来再次求出相关和S1。
只要每次把所述信号序列的元素和接收信号序列的元素组合成一种笛卡儿坐标系的矢量，那么信号序列中的元素与接收信号序列的相应元素成对地相乘以及接下来的相加也可以用矢量表示的形式被描述成求标量积：S0=K(0)··K(i)··K(n-1)*E(0)··E(i)··E(n-1)=K(0)*E(0)+…K(i)*E(i)+…+K(n-1)*E(n-1)]]>S1=K(0)··K(i)··K(n-1)*E(1)··E(i+1)··E(n)=K(0)*E(1)+…+K(i)*E(i+1)+…+K(n-1)*E(n)]]>
在如此求出的相关和S中可以寻求一个最大值，然后将该相关和S的最大值与一个预定阈值相比较，并由此测出所述的接收信号E(1)中是否含有预定的信号序列K(i)，如果是，也就是说在接收信号E(1)中存在该信号序列，那么就使两个无线电台相互同步，或者检测那些以信号序列K(i)的形式加调了一个专门扩展码的数据。
图4再次示出了接收信号序列E(1)和作为相关序列的、基于信号子序列K1(j)及K2(k)的信号序列K(i)。
图5示出了怎样产生基于长度n2和n1的两个信号子序列K2(j)和K1(j)的信号序列K(i)。为此，所述的信号子序列K2(k)被重复n1次，并在此利用信号子序列K1(j)进行调制。该信号序列K(i)的求取也可以在数学上用下式表达：
K(i)＝K2(i mod n2)*K1(i div n2)，其中i＝0...n1*n2-1
在此，mod表示除法的整数取余，div表示该除法的整数结果。
这在图中是用序列f2和f1形象地表示的，其中所述的序列f2由依次画出的重复信号序列K2(k)构成，而所述的序列f1是用一个位于序列f2上方的延长信号子序列K1(j)示出的。
通过将序列f2的元素与在序列f2的上方示出的序列f1的相应元素相乘，可以得出长度为n的新信号序列K(i)。在该附图的下方，再次借助长度为4的两个二进制信号子序列的例子示出了信号序列K(i)的这种产生过程。
当然，本发明并不局限于长度为4的信号子序列或长度为16的信号序列。本发明也不局限于上文所采用的数学描述。
譬如，对于长度为16的信号子序列或长度为256的信号序列，其内容的表示与上文所使用的数学表示是一致的，因此也包含在本发明之内：
如果为K1譬如使用上文优选讲述的、具有排列-标准量表示(3201，+1-1+1+1)或显式表示<+1，+1，+1，-1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，+1，-1，+1，-1，+1，+1>，而且为K2使用由16个元素组成的序列a，那么可以用下式来表示依次示出的、利用序列K1的相应元素值进行调制的重复信号子序列K2或a：K＝<a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a>
如此求出的信号序列K(i)可以被用来简化地计算该信号序列K(i)与接收信号序列E(1)的相关和。如此求出的长度为256的信号序列譬如可以以长度为256的主同步码cp形式被发送出去以用于同步的目的。
图6～8简要地示出了这种简化的、并由此也较快而又成本合适的相关和S的计算，下面来对其进行详细讲述。
首先求出子相关和TS(z)。为此，譬如为所述子相关和序列的第一个元素TS(0)求出第二信号子序列K2(k)与接收信号序列E(1)的相应部分的相关和。TS(0)=K2(0)··K2(k)··K2(n2-1)*E(0)··E(k)··E(n2-1)=K2(0)*E(0)+…+K2(k)*E(k)+…+K2(n2-1)*E(n2-1)]]>
对于所述子相关和序列的第二个元素TS(1)，第二个信号子序列K2(k)象图中所示一样被偏移了一个元素，并且同样求出与接收信号序列E(1)的相应元素的相关和，依此类推。TS(1)=K2(0)··K2(k)··K2(n2-1)*E(1)··E(k+1)··E(n2)=K2(0)*E(1)+…+K2(k)*E(k+1)+…+K2(n2-1)*E(n2)]]>
在第二个信号子序列对K2(k)相对于接收信号序列E(1)进行n-1次偏移之后，相应地求出所述子相关和序列TS(n1*n2-1)的第n个元素。TS(n-1)=K2(0)··K2(k)··K2(n2-1)*E(n-1)··E(k+n-1)··E(n2+n-2)=]]>＝K2(0)*E(n-1)+...+K2(k)*E(k+n-1)+...+K2(n2-1)*E(n2+n-2)
由此产生的子相关和序列TS(z)如图7的上部区域所示。此时，从该子相关和序列中选择出每第n2个元素，并成对地与第一个信号子序列K1(j)的相应元素相乘。
如果每次把所选出的子相关和序列TS(z)的元素与所述第一信号子序列K(1)组合成矢量，则可以由该两个矢量的标量积得出第一相关和S0。S0=K1(0)··K1(j)··K1(n1-1)*TS(0)··TS(j*n2-1)··TS((n1-1)*n2-1)=K1(0)*TS(0)+…+K1(j)*TS(j*n2-1)+…]]>
图7的下部区域示出了通过选择以1或2位于第一个所选元素的右边的第n2个元素而进行的其它相关和S1或S2的相应计算：S1=K1(0)··K1(j)··K1(n1-1)*TS(1)··TS(j*n2)··TS((n1-1)*n2)=K1(0)*TS(0)+…+K1(j)*TS(j*n2)+…]]>
通过存储前一次所计算的子相关和TS，可以在稍后计算其它的相关和时动用它，由此可以取消一些相应的计算步骤。
根据一种实施方案，可以首先利用整个接收信号序列E(1)计算出全部的子相关和序列TS(z)，然后再计算单个的相关和，或者，只有在需要计算新的相关和时才计算另外需要的相应子相关和。
图8再次示出了所述由两个步骤组成的、用于计算相关和S的方法，在此使用了图5所示的具有两个长度为4的二进制信号子序列的实施例。
在第一步中，计算第二信号子序列K2(k)+-++同接收信号序列E(1)的相应部分的子相关和TS(z)，然后在第二步中从如此产生的子相关和序列TS(z)中选出每第四个元素，将其与第一信号子序列K1(j)+++-的相应元素相乘，并累加得出相关序列S0。
在此，用粗体标示的直线表示需重新执行的计算步骤，以便在已事先计算和暂存其余子相关和TS的情况下计算下一个相关和S1。
如果首先计算每第n2个子相关和，则在执行该实施方案时可以使存储器尽可能地有效。
图9～10示出了另一实施方案，用于借助上文已讲述的两个长度为4的二进制信号子序列实例来简化地计算相关和S。
在此，首先选出所述接收信号序列E(1)的每第4个元素，并求出如此选出的元素与信号子序列K1(j)的子相关和序列TS(z)。每次从如此产生的子相关和序列TS(z)中选出4个相继的元素，然后将它们成对地与信号子序列K2(k)的相应元素相乘，并将产生的部分结果累加得出相关和S。对此，在事先已计算和暂存其它子相关和TS的情况下，图中用粗体标示的直线表示的是为计算下一相关和S1所需要的附加步骤。
图10再次示出了在首先选出接收信号序列E(1)的每第4个元素的情况下计算第一个相关和S0，所述的这些元素与第一信号子序列K1(j)+++-的相应元素相乘，然后通过部分结果的相加计算出所述的子相关和TS(0)。在第二步中，将所述子相关和序列TS(z)的开始4个相继的元素与第二信号子序列K2(k)+-++的相应元素相乘，并把产生的部分结果累加得出相关和S0。
在该实施方案中，当连续地计算所述的和时，只需要较少的存储器来临时存储所述的子相关和。
本发明的另一扩展方案利用了信号序列K(i)的非周期性自相关函数的有规律结构(几乎是周期性的)，这是由该信号序列的有规律的设计原则所决定的。这意味着，在搜寻信号时不仅得出一个主波瓣极大值，而且还以规则的间隔产生旁瓣极大值。为了在接收信号序列中加速该信号序列的搜寻，可以利用所述最大值位置的规律性。一旦找到旁瓣极大值，便可以根据周期性来预言另一极大值的位置，也就是说只在这些位置上计算所述的相关和。利用这种方式可以快速地检测到所述的主波瓣极大值。但是，所推测的旁瓣极大值有可能只是一个(因噪声成分而)随机升高的值。在该情形下，在所述期望主波瓣极大值的可能位置处实际上找不到最大值。因此，在该情形下不采用上述的假说，而是继续常规的计算。
但是，也可以利用所述由信号序列的设计原则所决定的旁瓣极大值的规律性来在相关结果中消除和校正具有干扰的旁瓣极大值。在检测所述的极大值之后，可以从该极大值中计算出所述的旁瓣极大值，并从相应的相关结果中减去该值。通过这种方式可以获得一个具有极好自相关函数的(假想)序列的相关结果。由此，利用所述旁瓣极大值的规律性可以得到极为简化的计算。
在本发明的实施方案中，采用了一种高效戈莱相关器来计算标量积、相关和及/或子相关和。
图11示出了一种用于信号序列的高效分级式相关器，其中采用长度为nx和ny的戈莱序列作为组分序列K1、K2。该相关器由两个依次连接的、经匹配的滤波器组成(图11a)，且所述的滤波器均被构造成高效戈莱滤波器。图11b)示出了用于序列X的经匹配的滤波器，而图11c)则示出了用于序列Y的经匹配的滤波器。
在图11b)中适用于如下符号：
n＝1，2，…NX
ny 序列Y的长度
nx 序列X的长度
NX 具有nx＝2NX
DXn DXn＝2PXn
PXn 用于信号子序列X的数{0，1，2，…，NX-1}的排列
WXn 来自(+1，-1，+i或-i)的用于信号子序列X的加权
在图11c)中适用于如下符号：
n＝1，2，…NY
ny 序列Y的长度
NY 具有ny＝2NY
DYn DYn＝2PYn
PYn 用于信号子序列Y的数{0，1，2，…，NY-1}的排列
WYn 来自(+1，-1，+i或-i)的用于信号子序列Y的加权
定义：
an(k)和bn(k)为两个长度为2N的复数序列，
δ(k)为皇冠角形(Kronecker)德尔塔函数，
k为表示时间的整数，
n为迭代号，
Dn为延迟
Pn(n＝1，2，…，N)为数{0，1，2，…，N-1}的任意排列，
Wn可以假定为加权值+1，-1，+i，-i，它也被称为标准量。
长度为2N的戈莱序列的相关可以按如下方式来有效地实现：
将序列Ra(0)(k)和Rb(0)(k)定义成Ra(0)(k)＝Rb(0)(k)＝r(k)，其中r(k)为接收信号或另一个相关级的输出。
执行如下步骤N次；n从1运行到N：
计算
Ra(n)(k)＝W*n*Rb(n-1)(k)+Ra(n-1)(k-Dn)
以及
Rb(n)(k)＝W*n*Rb(n-1)(k)-Ra(n-1)(k-Dn)
其中，W*n被称为Wn的共轭复数。如果所述的加权W为实数，则W*n等于Wn。于是Ra(n)(k)为需要计算的相关和。
在收信机内，长度为256(28)个码片的PSC码所采用的高效戈莱相关器通常具有2*·8-1＝15个复数加法器。
利用分级式相关与高效戈莱相关器的结合，长度为256(24·24)个码片的分级代码-本文是通过两个组分序列X和Y来讲述的-只需要2·4-1+2·4-1＝14个复数加法器(即使采用具有四个值的组分序列也是这样)。
由此使CDMA移动无线系统中用于主同步的较高计算费用降低了7％。
下文给出了本发明的一些实施方案变型-分别用分段的划线标示-，在知道本申请的情况下，所述实施方案变型的实现只是属于专业事务的范畴：
-为了产生长度为2NX+NY的代码序列，使用两个长度为nx＝2NX和ny＝2NY的组分戈莱序列，并象上文所述一样进行分级构造。
-采用+1和-1作为所述组分戈莱序列的加权，并由此产生二进制序列。
-采用+1、-1、i或-i作为所述组分戈莱序列的加权，并由此产生具有四个值的序列。
-采用实数的戈莱序列。
-采用复数的戈莱序列。
-采用两个长度相同的组分戈莱序列。
-采用两个互补的戈莱序列。
-只采用一个必要时具有可编程延迟的高效戈莱相关器，以便选择性地计算所述一个或两个互补的戈莱序列。
-采用一个如上文所述的序列，但还附加地加入一些值；在计算时必须象通常一样累加这些值。但该计算的其余部分可以按上文所述一样有效地实现。这可以产生任意长度的序列。
-采用两个组分子序列。
-采用多个组分子序列。
-只为一部分子序列采用戈莱序列。
-这些序列在UMTS中被用于同步信道。
-采用按照频率误差进行最优化的组分戈莱序列。
-为了计算所述的相关而采用了两个依次相连的滤波器，其中一个滤波器是基于戈莱序列X的经匹配的滤波器，而另一个则是基于具有扩展延迟ny.DXn的戈莱序列Y的经匹配的滤波器。
-为了计算所述的相关而采用了两个依次相连的滤波器，其中一个滤波器是基于戈莱序列X的经匹配的滤波器，而另一个则是基于具有扩展延迟ny.DXn的戈莱序列Y的经匹配的滤波器，且根据高效戈莱相关器算法来计算滤波器的输出信号。
-为了计算所述的子相关和而采用了高效戈莱相关算法，而为了求出整个相关而采用了分级式相关的算法。
本发明并不局限于无线传输系统，而是还可以应用于其它的传输方法，譬如尤其用于声谱图目的的声学方法(超声波)，或譬如按照激光雷达原理进行红外测试的光学方法，等等。还有一个应用领域是检查反向散射信号的频谱组合变化。产生信号序列、传输该信号序列、以及计算该信号序列同接收信号序列的相关和等等也可以应用在如下的不同技术领域中：
-为了使两个传输单元、譬如无线电台同步，尤其在CDMA移动无线系统的同步信道中使用上述的序列，如同在标准化的UMTS系统中一样。
-当在频带扩展(扩展频谱)的系统中借助用所述信号序列扩展的发送符号或数据进行数据传输时，尤其可以用来测定加调了这类信号形状的发送符号或数据。
-在测试技术中用来进行距离和目标测量。
-在雷达测试技术中用来确定位于各传输单元、譬如位于发信单元和收信单元之间的传输信道的传输特性，以便确定目标的位置和/或确定取决于目标几何形状及特定反射特性的其它参数。
-在雷达测试技术中用来确定位于发信机和收信机之间的传输信道的传输特性，以便确定尤其通过不相干散射进行散射的、尤其为电离层的反向散射媒体的参数。
-用来确定位于各传输单元、譬如位于发信单元和收信单元之间的传输信道的传输特性，以便尤其在测试技术或通信技术中确定多路传播。在此，借助通信期间的相关结果来测出传输信道随时间变化的传播特性(信道脉冲响应)。尤其是测出多路传播的附加路径。为此，所述的信号序列K(i)也可以以中间序列的形式在无线块内传输。于是，该知识可进一步被应用到常规的收信单元中。