一种基于MIMOOFDM系统的检测方法和装置.pdf

本发明公开了一种基于MIMO-OFDM系统的检测方法和装置，使得系统可以针对不同的调制方式可以灵活使用不同的检测方式。所述方法包括：采用第一检测方法对接收到的高阶调制信号进行检测；采用第二检测方法对接收到的低阶调制信号进行检测。其中，第一检测算法适合在并行可编程结构上实现，第二检测算法克服了第一检测算法在低阶调制信号检测中的缺陷。不同的调制方式可以支持不同条件要求的速率，针对不同调制方式采用不同检测方法可以在实现性简单的前提下提高系统的性能。

权利要求书
1.  一种基于MIMO-OFDM系统的检测方法，其中所述的系统包括：适应多种调制方式的OFDM基带系统，FFT点数为L，总共有K个子载波，L/2<K≤L；包含M根发送天线与N根接收天线的MIMO收发系统，其中M≤N；其特征在于，所述的方法包括以下步骤：
(a)识别所接收到的各子流信号的调制方式；
(b)当所述子流信号属于高阶调制方式，则采用第一检测算法检测该子流，所述的高阶调制方式是指64种符号的正交幅度调制和16种符号的正交幅度调制，即64QAM和16QAM；当所述子流的信号属于低阶调制方式，则采用第二检测算法检测该子流，所述的低阶调制方式包括正交相移键控QPSK和二进制相移键控BPSK；
其中第一检测算法为适用于高阶调制信号检测且能够在并行可编程结构上实现的算法；第二检测算法为适用于低阶调制信号检测的算法。

2.  根据权利要求1所述的基于MIMO-OFDM系统的检测方法，其特征在于，所述第一检测算法为BSS-EFE检测算法，第二检测算法为直接枚举算法。

3.  根据权利要求1或2所述的基于MIMO-OFDM系统的检测方法，其特征在于，在所述的步骤(a)中，根据接收符号中字段来判定子流信号的速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式。

4.  根据权利要求3所述的基于MIMO-OFDM系统的检测方法，其特征在于，在802.11a协议的MIMO系统中，判断当前接收到的信号的调制方式为：根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容，根据所述的内容判定此时速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式；
在802.11n协议中，有三种帧格式，当应用第一种格式NON-HT时，根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容来判定当前调制方式的方式；当采用第二种格式HT-MF与第三种HT-GF时，通过判断signal域中的HT-SIG1中的比特来判定当前调制方式的方式。

5.  根据权利要求4所述的基于MIMO-OFDM系统的检测方法，其特征在于，在802.11a协议的MIMO系统或中802.11n协议应用第一种格式NON-HT时，根据接收符号的signal字段中的前4比特R1-R4的内容获取调制信息，具体方式为：
所述的R1-R4内容为1101或者1111，对应的速率是6或者9，则当前接收子流信号采用的调制方式是BPSK；
所述的R1-R4内容为0101或者0111，对应的速率是12或者18，则当前接收子流信号采用的调制方式是QPSK；
所述的R1-R4内容为1001或者1011，对应的速率是24或者36，则当前接收子流信号采用的调制方式是16QAM；
所述的R1-R4内容为0001或者0011，对应的速率是48或者54，则当前接收子流信号采用的调制方式是64QAM；
其中，所述的速率单位是Mbit/s。

6.  一种基于MIMO-OFDM系统的检测装置，其中所述的系统包括：适应多种调制方式的OFDM基带系统，FFT点数为L，总共有K个子载波，L/2<K≤L；包含M根发送天线与N根接收天线的MIMO收发系统，其中M≤N；其特征在于，包括：
接收模块，用于接收各子流信号和由信道估计模块估计得到的信道响应矩阵；
识别模块，用于识别接收到的子流信号的调制方式；
选择模块，用于针对不同的调制方式分别选用不同的检测方法；
检测模块，用于根据所述选择单元的选择结果，在所述子流信号属于高阶调制方式，则采用第一检测算法检测该子流，所述的高阶调制方式是指64种符号的正交幅度调制和16种符号的正交幅度调制，即64QAM和16QAM；在所述子流的信号属于低阶调制方式，则采用第二检测算法检测该子流，所述的低阶调制方式包括正交相移键控QPSK和二进制相移键控BPSK；
其中第一检测算法为适用于高阶调制信号检测且能够在并行可编程结构上实现的算法；第二检测算法为适用于低阶调制信号检测的算法。

7.  根据权利要求6所述的基于MIMO-OFDM系统的检测装置，其特征在于，所述第一检测算法为BSS-EFE检测算法，第二检测算法为直接枚举算法。

8.  根据权利要求6或7所述的基于MIMO-OFDM系统的检测装置，其特征在于，所述识别模块根据接收符号中字段来判定子流信号的速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式。

9.  根据权利要求8所述的基于MIMO-OFDM系统的检测装置，其特征在于， 在802.11a协议的MIMO系统中，判断当前接收到的信号的调制方式为：根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容，根据所述的内容判定此时速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式；
在802.11n协议中，有三种帧格式，当应用第一种格式NON-HT时，根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容来判定当前调制方式的方式；当采用第二种格式HT-MF与第三种HT-GF时，通过判断signal域中的HT-SIG1中的比特来判定当前调制方式的方式。

10.  根据权利要求9所述的基于MIMO-OFDM系统的检测装置，其特征在于，所述检测模块包括排序单元、分解单元、估计单元、扩展单元和判决单元，
排序单元，对接收到的信号和由信道估计单元得到的信道响应矩阵进行排序；
分解单元，将所述的经过排序的信道响应矩阵进行QR分解，根据分解结构，若所述的分解之后R是上三角行列式，则从最下层信号开始计算最可能的发送符号；若所述的分解之后R是下三角行列式，则从最上层开始计算最大概率的发送符号；
估计单元，根据所述的分解单元对信道矩阵H的QR分解结果，依次对天线上最大概率发送符号进行估计，并对应到星座图上；
扩展单元，根据所述的第一检测算法或者第二检测算法给出每根天线上所有的发送符号，存储所有情况；
判决单元，根据所述的估计单元中所以结果，从中判决出路径最短的策略向量作为输出结果。

说明书一种基于MIMO-OFDM系统的检测方法和装置
技术领域
本发明涉及无线通信领域，更具体地，涉及一种多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术与正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术结合的系统的信号检测方法及装置。
背景技术
未来移动通信系统要求在一定的频带内尽可能多地容纳用户，并且数据的传输速率将达到10～100Mbits/s。为了达到上述要求，将MIMO技术与OFDM技术的结合也首次在4G技术中被提出，将作为下一代无线通信技术的核心技术之一。MIMO技术与OFDM技术为未来无线通信的两个严峻挑战——频谱利用率和信息传输可靠性提供了可能的解决方案。(1)OFDM技术在保持较高的传输速率、提高频谱利用率、扩展带宽和克服多径衰落方面有很大的优势；(2)MIMO技术则利用多根收发天线的联合编码得到分集增益提高通信质量，通过空间复用增加信道容量。
为了实现高吞吐率，新一代无线通信系统中收发天线数可达4～8个，最高采用256QAM调制，同时还可以根据环境要求自适应的使用不同的调制方式。对于一个通信系统的质量而言，其优劣很大程度上取决于信号的准确性，因此在MIMO-OFDM系统接收端的信号检测技术显得尤其重要。MIMO-OFDM系统中，接收信号的模型可表示为：Yk＝HkXk+Wk，其中，Yk表示接收端接收到第k个子载波上的子流信号，Xk为发射天线发射过来的第k个子载波上的原始信号，Hk为从发射端到接收端第k个子载波对应的的信道响应矩阵，Wk为第k个子载波上的干扰噪声。信号检测的目的就是从接收到的信号Yk中恢复出发射数据Xk。
需要说明的是，由于每个子载波的收发过程都具备MIMO信号的形式，所以将Yk＝HkXk+Wk简记为Y＝HX+W。相应的，用Y、X、H和W分别代表Yk、Xk、Hk和Wk。
目前MIMO-OFDM系统芯片中普遍采用的是线性检测，对于早期要求能够满足。但随着调制阶数和天线数量的增加，非线性检测成了更好的选择，比较常 用的有K-best检测和QRD-M检测等次优检测算法，其性能接近最优检测-最大似然检测。但它们在并行可编程结构下实现还是有复杂度偏高的问题：它们的抽选星座，处理计算，消除三个步骤会造成数据流不规则。但BSS-EFE算法在改进SSFE算法性能的基础上同时具备SSFE算法的优点：不仅在算法程序中简洁了很多，而且对每一个子载波的检测计算量变化量小，保证了系统的稳定性，非常适合在并行可编程结构上实现。
BSS-EFE算法在高阶调制中具有很好的性能，也将会非常适用于256QAM，但是对于低阶调制其性能较差。
发明内容
本发明为克服上述现有技术所述的至少一种缺陷(不足)，首先提供一种高性能且易于在并行可编程结构上实现的基于MIMO-OFDM系统的检测方法，该检测方法是在不同调制方式下使用不同的检测算法，解决实现可行性与性能的均衡。
本发明的又一目的是提出一种基于MIMO-OFDM系统的检测装置。
为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：
一种基于MIMO-OFDM系统的检测方法，其中所述的系统包括：适应多种调制方式的OFDM基带系统，FFT点数为L，总共有K个子载波，L/2<K≤L；包含M根发送天线与N根接收天线的MIMO收发系统，其中M≤N；所述的方法包括以下步骤：
(a)识别所接收到的各子流信号的调制方式；
(b)当所述子流信号属于高阶调制方式，则采用第一检测算法检测该子流，所述的高阶调制方式是指64种符号的正交幅度调制和16种符号的正交幅度调制，即64QAM和16QAM；当所述子流的信号属于低阶调制方式，则采用第二检测算法检测该子流，所述的低阶调制方式包括正交相移键控QPSK和二进制相移键控BPSK；
其中第一检测算法为适用于高阶调制信号检测且能够在并行可编程结构上实现的算法；第二检测算法为适用于低阶调制信号检测的算法。
优选地，所述第一检测算法为BSS-EFE检测算法，第二检测算法为直接枚举算法。
优选地，在所述的步骤(a)中，根据接收符号中字段来判定子流信号的速率， 根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式。
优选地，在802.11a协议的MIMO系统中，判断当前接收到的信号的调制方式为：根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容，根据所述的内容判定此时速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式；
在802.11n协议中，有三种帧格式，当应用第一种格式NON-HT时，根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容来判定当前调制方式的方式；当采用第二种格式HT-MF与第三种HT-GF时，通过判断signal域中的HT-SIG1中的比特来判定当前调制方式的方式。
在802.11ac协议中也有对应的字段来判定其速率，在此不再一一详述。
优选地，在802.11a协议的MIMO系统或中802.11n协议应用第一种格式NON-HT时，根据接收符号的signal字段中的前4比特R1-R4的内容获取调制信息，具体方式为：
所述的R1-R4内容为1101或者1111，对应的速率是6或者9，则当前接收子流信号采用的调制方式是BPSK；
所述的R1-R4内容为0101或者0111，对应的速率是12或者18，则当前接收子流信号采用的调制方式是QPSK；
所述的R1-R4内容为1001或者1011，对应的速率是24或者36，则当前接收子流信号采用的调制方式是16QAM；
所述的R1-R4内容为0001或者0011，对应的速率是48或者54，则当前接收子流信号采用的调制方式是64QAM；
其中，所述的速率单位是Mbit/s。
在802.11n协议中，有三种帧格式，当应用第一种格式NON-HT时，判定方式与802.11a协议相同；当采用第二种格式HT-MF与第三种HT-GF时，通过判断signal域中的HT-SIG1中的比特来判定判定当前调制方式的方式。这里由于802.11ac协议情况太复杂不再一一详述。
一种基于MIMO-OFDM系统的检测装置，其中所述的系统包括：适应多种调制方式的OFDM基带系统，FFT点数为L，总共有K个子载波，L/2<K≤L；包含M根发送天线与N根接收天线的MIMO收发系统，其中M≤N；信号检测装置包括：
接收模块，用于接收各子流信号和由信道估计模块估计得到的信道响应矩 阵；
识别模块，用于识别接收到的子流信号的调制方式；
选择模块，用于针对不同的调制方式分别选用不同的检测方法；
检测模块，用于根据所述选择单元的选择结果，在所述子流信号属于高阶调制方式，则采用第一检测算法检测该子流，所述的高阶调制方式是指64种符号的正交幅度调制和16种符号的正交幅度调制，即64QAM和16QAM；在所述子流的信号属于低阶调制方式，则采用第二检测算法检测该子流，所述的低阶调制方式包括正交相移键控QPSK和二进制相移键控BPSK；
其中第一检测算法为适用于高阶调制信号检测且能够在并行可编程结构上实现的算法；第二检测算法为适用于低阶调制信号检测的算法。
优选地，所述第一检测算法为BSS-EFE检测算法，第二检测算法为直接枚举算法。
优选地，所述识别模块根据接收符号中字段来判定子流信号的速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式。
优选地，在802.11a协议的MIMO系统中，判断当前接收到的信号的调制方式为：根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容，根据所述的内容判定此时速率，根据所述速率来确定该接收子流信号采用的调制方式；
在802.11n协议中，有三种帧格式，当应用第一种格式NON-HT时，根据接收符号的signal字段中的前4比特的内容来判定当前调制方式的方式；当采用第二种格式HT-MF与第三种HT-GF时，通过判断signal域中的HT-SIG1中的比特来判定当前调制方式的方式。
优选地，所述检测模块包括排序单元、分解单元、估计单元、扩展单元和判决单元，
排序单元，对接收到的信号和由信道估计单元得到的信道响应矩阵进行排序；
分解单元，将所述的经过排序的信道响应矩阵进行QR分解，根据分解结构，若所述的分解之后R是上三角行列式，则从最下层信号开始计算最可能的发送符号；若所述的分解之后R是下三角行列式，则从最上层开始计算最大概率的发送符号；
估计单元，根据所述的分解单元对信道矩阵H的QR分解结果，依次对天线 上最大概率发送符号进行估计，并对应到星座图上；
扩展单元，根据所述的第一检测算法或者第二检测算法给出每根天线上所有的发送符号，存储所有情况；
判决单元，根据所述的估计单元中所以结果，从中判决出路径最短的策略向量作为输出结果。
为了提高检测算法的性能，首先删除一些干扰，则先对接收到的信号和由信道估计模块得到的信道响应矩阵进行排序，以保证优先检测到可靠性强的信号，从而减小误码扩散的可能性，最终达到提升所述的第一检测与第二检测算法的性能的效果。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明对于高阶调制的接收子流信号采用第一检测算法；对于低阶调制的接收子流信号采用第二检测算法，其中，第一检测算法选用计算量小，程序简单，适合在并行可编程结构上实现的BSS-EFE算法；而针对第一检测算法在低阶调制的误码率较高的缺陷，对低阶调制采用第二检测算法，第二检测算法是第一检测算法的改进。同时，在执行两种中任意一种算法之前都先对信道响应矩阵和接收到的信号进行排序，保证先检测可靠性强的信号。本发明能够自适应的检测任意调制方式的信号，同时实现了可实现性与检测性能的均衡。
附图说明
图1是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统原理示意图。
图2是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测方法流程图。
图3是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测装置的框图。
图4是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测装置中检测模块的结构图。
图5是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测装置中检测模块第二检测算法的推导举例示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详尽描述，本领域技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明也可以通过其它不同的具体实例加以施行活应用，应当理解，本发明的附图及实施方式仅用于示例性作用，本说明书的各项细节亦可基于不同的 观点和应用，在不违背本发明的精神下进行进一步的优化。
本发明实施例提供了一种基于正交频分复用的多输入多输出系统的检测方法及接收装置，能够在保证检测性能的前提下降低硬件实现的复杂度。
图1为根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统原理示意图。信号经过OFDM基带处理后经过M根发送天线对多个发送信号进行发送，经过无线信道传输被N根接收天线接收，从而得到对应的多个接收信号。
MIMO-OFDM系统的接收信号的模型可以简单的表示为：
Y＝HX+W   (1)
其中，Y表示接收端的接收子流信号，X为发射天线发射过来的原始信号，H为从发射端到接收端的信道响应矩阵，W为干扰噪声。 
其中，Y与W为N维的列向量，X为M维的列向量，H为M行N列的矩阵。
图2是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测方法流程图。如图2所示，本发明的检测方法包括如下步骤：
步骤101，对接收到的子流信号的调制方式进行识别；
具体地说，可以根据系统所用的协议规定的字段的特殊比特位的信息来判断当前信号速率，从而来断定当前接收到的信号所使用的调制方式。
步骤102，根据步骤101的识别结果，对高阶调制的信号和低阶调制信号进行区分，即是否是高阶调制，如果是则进入步骤103，否则进入步骤104；
具体地说，因为目前的OFDM系统一般可以分别采用64QAM、16QAM、QPSK、BPSK四种调制方式，而BSS-EFE检测算法在64QAM和16QAM两种调制方式中具备良好的性能，但在其余几种调制中却存在一定的缺陷。所以这里我们定义64QAM和16QAM为高阶调制，其他的两种均默认为低阶调制方式。
步骤103，对接收到的子流信号采用第一检测算法进行检测，其中第一检测算法在高阶调制信号中具备良好的检测性能，而且第一检测算法非常适合硬件实现。
步骤104，对接收到的子流信号采用第二检测算法进行检测，其中第二检测算法是针对第一检测算法在低阶调制信号检测中存在的不足进行的改进。
图3是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测装置的框图。如图3所示，本发明的信号检测装置包括以下模块：
接收模块201，用于接收并存储接收端的子流信号Y，以及由信道估计模块估计出的信道响应矩阵H。并将所述的接收子流信号Y和信道矩阵H分别发送给识别模块202和检测模块204；
识别模块202，用于识别接收到的子流信号的调制方式。具体的识别方法将根据当前使用的协议中规定的字段中的特殊比特位信息来确定；
选择模块203，根据识别模块202的识别结果，分别选用不同的检测方法；
检测模块204，用于根据选择模块203的选择结果，在所述子流信号被识别为高阶调制的信号应用第一检测算法检测该子流，在所述子流信号被识别为低阶调制的信号应用第二检测算法检测该子流；
其中，所述的第一检测算法采用适用于高阶调制的BSS-EFE算法，第二检测算法是针对第一检测算法在低阶调制中存在的不足进行的改进。由于根据接收端收到的不同调制方式的子流信号，采用了不同的算法，利用了第一检测算法及第二检测算法易于硬件实现的特点，达到了性能与复杂度的较好折衷。
另外，本实施方式中的各模块均为逻辑模块，在实际应用中，可以有各种不同的物理实现方式。
图4是根据本发明的实施例的MIMO-OFDM系统的信号检测装置中检测模块的结构图。本发明的检测模块包括以下单元：
排序单元301，为了减小算法的误码传播，该单元分别对信道响应矩阵和接收到子流信号进行排序，以保证优先检测到最可靠的信号。其中，排序方法如下：
先对信道响应矩阵H的各列向量的范数的平方值排序，然后根据这个顺序分别调整信道响应矩阵H的列向量和接收到子流信号列向量Y的顺序；
排序的原理：接收天线总平均功率
Pn＝|h1n|2·E|xn|2+|h2n|2·E|xn|2+.......+|hMn|2·E|xn|2
＝(|h1n|2+|h2n|2+......+|hMn|2)·E|xn|2
＝|Hn|2·E|xn|2   (2) 
从公式(2)可以看出，接收天线总平均功率Pn等于信道传输矩阵H的第n列列向量范数的平方与第n层发送信号平均功率的乘积，一般情况每层发送信号 的平均功率恒定，那么若按照信道响应矩阵H的列向量范数的平方值的顺序分别对信道响应矩阵H列排序和接收信号Y行排序，即可使得具有最大信噪比(最可靠)的信号优先检测，这样就可以减小误码传播，提高整个检测算法的性能。
分解单元302，一般情况下接收天线数目N会大于等于发射天线数目M，这样才能保证信道响应矩阵能够进行QR分解；
该单元根据排序单元对信道响应矩阵H和接收信号Y的排序情况，将信道响应矩阵H分解成一个酉矩阵Q和一个上三角矩阵(排序是按从小到大的顺序)或者下三角矩阵(排序的按从大到小的顺序)。
估计单元303，该单元采用有界限的选择性扩展策略(BSS)判定每一根发送天线最可能的发射的星座点，并灵活设定扩展的星座点数目mi(i代表第i根发送天线)，1≤mi≤C，(i＝N，N-1，…，1)，C是调制方式决定的星座数。具体步骤如下：
将H＝QR引入最大似然检测中，这里以M＝N为例，所以有：
x^=argminx&Element;ΩN||y-Hx||2=argminx&Element;ΩN(y-QRx)H(y-QRx)=argminx&Element;ΩN(y-QRx)HQQH(y-QRx)=argminx&Element;ΩN[QH(y-QRx)]H[QH(y-QRx)]=argminx&Element;ΩN(QHy-Rx)H(QHy-Rx)=argminx&Element;ΩN||QHy-Rx||2=argminx&Element;ΩN||y~-Rx||2]]>
其中，y~=QHy,]]>将展开，则得到：

从上述推导可以看出经过分解单元302的QR分解，能够通过干扰删除的方法，从最底层天线开始逐层往上检测。BSS策略就是首先运用这种方法初步确定每根发射天线上的发送信号向量ε，这里简记为[εN,…εi,…ε1]T。
然后通过四舍五入操作得到距离每一个εi最近的星座图范围内的星座点。得到每根接收天线上最可能的发送符号向量，记为这里表示第m根发射天线上的第n个备选星座点。并设定决策向量m＝(mN,mN-1,…,m1)。其中，1≤mi≤C，(i＝N，N-1，…，1)。mi表示第i根天线上有可能的所有星座点数目，当mi接近星座点个数时，意味着对天线的发送符号进行深度搜索，计算量大，当mi远小于星座点个数时，意味着粗搜索。计算量和mi的大小成正比。
扩展单元304是根据估计单元303对每根天线上的估计的星座点按决策向量对其进行最可能星座点的扩展。按照所述的选择模块203的选择信息分别选择第一扩展单元305或者第二扩展单元306。
需要解释的是，估计单元303与第一扩展单元305合称为第一检测单元，估计单元303与第二扩展单元306合称为第二检测单元。这里将估计单元303与第一扩展单元305共用一个单元的目的是为了减小实现的复杂度和硬件开销。
当所述的选择模块203的选择采用第一检测算法时，扩展方法选用第一扩展单元305对采用64QAM或者16QAM调制方式的接收信号采用BSS-EFE中的扩展策略对最可能星座点进行扩展，BSS-EFE算法中的EFE策略采用相关公式给出εi周围的一组距离最近的实际上，EFE策略计算星座点的方法是高效的、启发的方式逐个计算的。可通过决策向量要求扩展出余下的mi-1个最有可能的星座点。
第一扩展单元305所使用的BSS-EFE算法是针对SSFE算法在边界星座点处扩展容易增加误码率缺陷提出的改进算法。
当所述的选择模块203的选择采用第二检测算法时，扩展方法选用第二扩展单元306来对采用QPSK或者BPSK两种调制方式的接收信号采用直接枚举(DE)法对可能星座点进行扩展。由于这两种调制方式的星座图上的所有点均在边界上，所以以直接枚举(DE)的方式直接给出εi周围的星座点，能够保证算法检测性能的稳定性。
在QPSK调制下，共有4个星座点。下面通过举例来说明枚举法的过程；
图5是QPSK调制方式下枚举第二点原理示意图，其中d1＝|I(d)|,d2＝|R(d)|， 通过比较d1与d2，可以得到mi等于2和3时的直接枚举表如下：
表1 QPSK调制mi＝2(两星座点)直接枚举
P1d2>d1 d2≤d1 P1＝1+j P2＝-1+j P2＝1-j P1＝-1+j P2＝1+j P2＝-1-j P1＝-1-j P2＝1-j P2＝-1+j P1＝1-j P2＝-1-j P2＝1+j
表2 QPSK调制mi＝3(两星座点)直接枚举
P1P2,P3P1＝1+j P1＝-1+j,P3＝1-j P1＝-1+j P2＝1+j,P3＝-1-j
[0099] P1＝-1-j P2＝1-j,P3＝-1+j P1＝1-j P2＝-1-j,P3＝1+j
当mi＝4时，直接枚举4个星座点，这种情况下该算法就变为最大似然估计。
在BPSK调制下，星座图中只有两个星座点，所以只需由估计单元303求出一个星座点即可，如果为了提高性能也可以通过第二扩展单元306用直接枚举方式列出另一个星座点。
判决单元307，本单元作用是在所有路径中寻找路径最短的一组 作为最终输出向量。其中是指第N根天线上在最短路径中的那个点。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。