干扰抑制合并方法和装置.pdf

本发明公开了一种干扰抑制合并方法和装置，其中，该方法包括：根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于导频符号的预计算因子，其中，预计算因子是对与导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算时所使用的因子；根据预计算因子对与导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算。本发明解决了现有技术中先进行信道估计插值，再构造合并权值矩阵进行均衡而造成的运算复杂度增加，系统的数据吞吐率下降和实时性降低的技术问题，达到了降低运算复杂度、提高系统吞吐量和数据处理的实时性的技术效果。

权利要求书
1.  一种干扰抑制合并方法，其特征在于，包括：
根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于所述导频符号的预计算因子，其中，所述预计算因子是对与所述导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时所使用的因子；
根据所述预计算因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

2.  根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预计算因子是对与所述导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时用到至少两次的因子。

3.  根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述预计算因子是对所述信道估计矩阵和噪声干扰矩阵进行线性运算后得到的因子。

4.  根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述预计算因子为：和
其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。

5.  根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，根据所述预计算因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：
根据所述预计算因子得到插值合并因子，其中，所述插值合并因子包括：第一类插值合并因子和/或第二类插值合并因子，其中，所述第一类插值合并因子是所述预计算因子与信道估计矩阵的线性乘积，所述第二类插值合并因子是所述预计算因子与所述接收数据的线性乘积；
根据所述插值合并因子对所述导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

6.  根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述第二类插值合并因子为和/或
其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，Y是与所述导频符号对应的所述接收数据矩阵。

7.  根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述第一类插值合并因子为以下至少之一：H0H·Rn-1·H0,]]>H0H·Rn-1H1]]>和H1H·Rn-1·H1,]]>
其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。

8.  根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，根据所述预计算因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：
根据插值公式、所述第一类插值合并因子和所述第二类插值合并因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

9.  根据权利要求8所述的方法，其特征在于，根据插值公式、所述第一类插值合并因子和所述第二类插值合并因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：
根据公式(hlH·Rn-1·hl+I)-1·hlH·Rn-1·Y]]>对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，
其中，hlH·Rn-1·hl=((αl)H0+(1+αl)H1)H·Rn-1·((αl)H0+(1-αl)H1))]]>
=((αl2)H0HRn-1H0+αl(1-αl)(H0HRn-1H1+H1HRn-1H0)+(1-αl)2H1HRn-1H1;]]>
hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>其中，插值公式hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为所述接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，I为单位矩阵。

10.  根据权利要求9所述的方法，其特征在于，取所述的共轭转置得到所述H1HRn-1H0.]]>

11.  根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，根据所述预计算因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：
根据插值公式和所述第二类插值因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

12.  根据权利要求11所述的方法，其特征在于，根据插值公式和所述第二类插值合并因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：
根据公式hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，
其中，hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为所述接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。

13.  一种干扰抑制合并装置，其特征在于，包括：
处理单元，用于根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于所述导频符号的预计算因子，其中，所述预计算因子是对与所述导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时所使用的因子；
运算单元，用于根据所述预计算因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

14.  根据权利要求13所述的装置，其特征在于，所述运算单元包括：
第一运算模块，用于根据所述预计算因子得到插值合并因子，其中，所述插值合并因子包括：第一类插值合并因子和/或第二类插值合并因子，其中，所述第一类插值合并因子是所述预计算因子与信道估计矩阵的线性乘积，所述第二类插值合并因子是所述预计算因子与所述接收数据的线性乘积；
第二运算模块，用于根据所述插值合并因子对所述导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

15.  根据权利要求13或14所述的装置，其特征在于，所述运算单元包括：第三运算模块和/或第四运算模块，其中，
所述第三运算模块，用于根据插值公式、所述第一类插值合并因子和所述第二类插值合并因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算；
所述第四运算模块，用于根据插值公式和所述第二类插值因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。

说明书干扰抑制合并方法和装置
技术领域
本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种干扰抑制合并方法和装置。
背景技术
对于蜂窝移动通信系统来说，小区中心位置的数据速率和小区边缘位置的数据速率存在着很大的差异，这不仅限制了整个系统的容量，而且使用户在不同的位置得到的服务质量有很大的差别。目前，正在研发的新一代宽带无线通信系统，例如长期演进(Long Term Evolution，简称为LTE)、全球微波互联接入(Worldwide Interoperability for Microwave Access，简称为Wimax)等，都将提高小区边缘性能作为系统性能的主要的指标之一。
而且，为了提高频谱利用率以及保证不同通信制式小区的共存，LTE系统将面临的同频干扰会更加严重。为了满足LTE边缘用户的数据速率的要求，在特定场景下，上行接收系统中需要采用干扰抑制合并技术，从而抑制小区间干扰，使小区边缘数据的吞吐量最大化。这是一种能将干扰(将该干扰认为是有色噪声)和噪声的相关矩阵估计算出来对接收信号进行处理，从而对干扰起到一种抑制作用的方法。
已有的干扰抑制合并(Interference Rejection Combining，简称为IRC)算法至少可以遵循两种准则进行设计。一种是基于最大信噪比(Signal to Noise Ratio，简称为SNR)准则，一种是基于最小均方误差(Minimum Mean Square Error，简称为MMSE)准则。基于最大SNR准则的IRC方法运算量较小，但性能较差。如专利号为CN200910244004.3，名为《一种干扰抑制合并方法及系统》的专利就是以最大SNR准则为基础设计的一种干扰抑制合并系统。MMSE准则在实际应用中的性能好，但是其计算量比较大。
假设将整个LTE合并系统称为多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，简称为MIMO)系统，目前通信领域的合并系统通常包括两个独立的装置：信道估计装置和均衡装置，进行干扰抑制合并的处理步骤主要包括：
S1：由信道估计装置计算出导频符号上每个载波的信道响应，然后根据该信道响应通过特定方法估计出其他符号每个载波上的信道响应。一种具有2个导频的应用线性插值的信道估计方法的信号处理模型如下：
hl·＝αlH0+(1-αl)H1
其中，l为符号索引，αl代表第1个符号的线性插值因子，H0、H1分别代表2个导频符号的信道响应矩阵。
S2：由均衡装置进行均衡。
具体的，以基于最大SNR准则为例，则合并均衡装置的信号处理模型如下：
HHRn-1Y
其中，Rn为噪声和干扰矩阵，Y代表接收到的信号矩阵。
以基于MMSE准则为例，则均衡装置数据处理则会更加复杂，其信号处理模型如下：
[(HH·Rn-1·H+InT×nT)-1·HHRn-1]·Y,]]>其中，I为单位矩阵。
由于LTE系统是一个多载波多天线的系统，因此应用IRC算法的时候将涉及维数较高的矩阵运算，计算量会显著增加，导致合并装置时延显著增加。
无论是采用SNR准则还是MMSE准则，IRC都需要对信道特性进行估计。针对LTE系统这种具有导频符号的数据结构，目前的处理方法一般都是先进行信道估计插值，再构造合并权值矩阵进行均衡。这种分立的处理方法也会显著增加运算的复杂度，从而导致合并装置的数据吞吐率和实时性难以达到系统要求。
针对上述的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明提供了一种干扰抑制合并方法和装置，以至少解决现有技术中先进行信道估计插值再构造合并权值矩阵进行均衡而造成的运算复杂度增加、系统的数据吞吐量下降实时性降低的技术问题。
根据本发明的一个方面，提供了一种干扰抑制合并方法，包括：根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于导频符号的预计算因子，其中，预计算因子是对与导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时所使用的因子；根据预计算因子对上述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
优选地，预计算因子是对与导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算时用到至少两次的因子。
优选地，预计算因子是对信道估计矩阵和噪声干扰矩阵进行线性运算后得到的因子。
优选地，预计算因子为：和其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
优选地，根据预计算因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：根据预计算因子得到插值合并因子，其中，插值合并因子包括：第一类插值合并因子和/或第二类插值合并因子，其中，第一类插值合并因子是预计算因子与信道估计矩阵的线性乘积，第二类插值合并因子是预计算因子与接收数据的线性乘积；根据插值合并因子对导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
优选地，第二类插值合并因子为和/或其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，其中，Y是与导频符号对应的接收数据矩阵。
优选地，第一类插值合并因子为以下至少之一：和其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
优选地，根据预计算因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：根据插值公式、第一类插值合并因子和第二类插值合并因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
优选地，根据插值公式、第一类插值合并因子和第二类插值合并因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：根据公式对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，其中，
hlH·Rn-1·hl=((αl)H0+(1+αl)H1)H·Rn-1·((αl)H0+(1-αl)H1))]]>
=((αl2)H0HRn-1H0+αl(1-αl)(H0HRn-1H1+H1HRn-1H0)+(1-αl)2H1HRn-1H1;]]>
hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>其中，插值公式hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，I为单位矩阵。
优选地，取的共轭转置得到
优选地，根据所述预计算因子对所述接收数据进行插值和均衡运算，包括：根据插值公式和所述第二类插值因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
优选地，根据插值公式和所述第二类插值因子对所述接收数据进行联合化的插值和均衡运算，包括：根据公式hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，其中，hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
根据本发明的另一方面，提供了一种干扰抑制合并装置，包括：处理单元，用于根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于导频符号的预计算因子，其中，预计算因子是对与导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时所使用的因子；运算单元，用于根据预计算因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
优选地，运算单元包括：第一运算模块，用于根据预计算因子得到插值合并因子，其中，插值合并因子包括：第一类插值合并因子和/或第二类插值合并因子，其中，第一类插值合并因子是预计算因子与信道估计矩阵的线性乘积，第二类插值合并因子是预计算因子与接收数 据的线性乘积；第二运算模块，用于根据插值合并因子对导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
优选地，运算单元包括：第三运算模块和/或第四运算模块，其中，第三运算模块，用于根据插值公式、第一类插值合并因子和第二类插值合并因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算；第四运算模块，用于根据插值公式和第二类插值因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
在本发明中，优先计算出对导频符号进行插值和均衡运算时所使用的因子，然后，根据计算得到的预计算因子对导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算。通过上述方式，将原本分开进行处理的插值和均衡运算合并在一起进行联合化的处理，从而减少了对信号进行干扰抑制合并的运算量，解决了现有技术中先进行信道估计插值，再构造合并权值矩阵进行均衡而造成的运算复杂度增加，系统的数据吞吐率下降实时性降低的技术问题，达到了降低运算复杂度、提高系统吞吐量和数据处理的实时性的技术效果。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是根据本发明实施例的干扰抑制合并方法的一种优选流程图；
图2是根据本发明实施例的干扰抑制合并方法的另一种优选流程图；
图3是根据本发明实施例的干扰抑制合并装置的一种优选结构框图；
图4是根据本发明实施例的干扰抑制合并装置的另一种优选结构框图；
图5是根据本发明实施例的导干扰抑制合并装置的又一种优选结构框图；
图6是根据本发明实施例的LTE系统的一种上行子帧时频结构示意图；
图7是根据本发明实施例的以MMSE准则进行IRC均衡的方法的一种优选流程图；
图8是根据本发明实施例的IRC均衡方法对应的实现装置的一种优选结构框图；
图9是根据本发明实施例的IRC均衡方法的一种优选流程图；
图10是根据本发明实施例的以SNR准则进行IRC均衡的方法的一种优选流程图；
图11是根据本发明实施例的以SNR准则进行IRC均衡的方法的另一种优选流程图。
具体实施方式
下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
本实施例提供了一种干扰抑制合并方法，如图1所示，该方法包括如下步骤：
步骤S102：根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于导频符号的预计算因子，其中，预计算因子是对与导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时所使用的因子；
步骤S104：根据预计算因子对上述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
在本实施方式中，优先计算出对导频符号进行插值和均衡运算时所使用的因子，然后，根据计算得到的预计算因子对与导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。通过上述方式，将原本分开进行处理的插值和均衡运算合并在一起进行联合化的处理，从而减少了对信号进行干扰抑制合并的运算量，解决了现有技术中先进行信道估计插值，再构造合并权值矩阵进行均衡而造成的运算复杂度增加，系统的数据吞吐率下降实时性降低的技术问题，达到了降低运算复杂度、提高系统吞吐量和数据处理的实时性的技术效果。
在一个优选实施方式中，预计算因子是对与该导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算时用到至少两次的因子。通过先计算出在进行插值和均衡运算时至少用到两次的因子可以极大地提高运算的效率，降低运算的复杂度。
对于上述的预计算因子可以是根据对信道估计矩阵和噪声干扰矩阵进行线性运算后得到的因子。优选的，上述的预计算因子为：和其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
在得到预计算因子后，可以先计算出插值合并因子在进行联合化的插值和均衡运算，在一个优选实施方式中，根据预计算因子对与导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算的方法，如图2所示，该方法包括：
步骤S202：根据预计算因子得到插值合并因子，其中，插值合并因子包括：第一类插值合并因子和/或第二类插值合并因子，其中，第一类插值合并因子是预计算因子与信道估计矩阵的线性乘积，第二类插值合并因子是预计算因子与接收数据的线性乘积；
步骤S204：根据插值合并因子对导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
在一个优选实施方式中，上述的第二类插值合并因子为和/或其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，Y是与导频符号对应的接收数据矩阵。
上述的第一类插值合并因子为以下至少之一：和其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
基于上述的插值合并因子对天线接收到的数据进行联合化的插值和均衡运算可以采用以下两种方式：
1)方式一：根据插值公式、第一类插值合并因子和第二类插值合并因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
具体地：根据公式对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，其中，
hlH·Rn-1·hl=((αl)H0+(1+αl)H1)H·Rn-1·((αl)H0+(1-αl)H1))]]>
=((αl2)H0HRn-1H0+αl(1-αl)(H0HRn-1H1+H1HRn-1H0)+(1-αl)2H1HRn-1H1;]]>
hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>其中，插值公式hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，I为单位矩阵。
在一个优选实施方式中，可以采用取的共轭转置的方式得到从而减少了计算时进行乘加运算的计算量。
通过方式一实现了基于MMSE准则的IRC均衡，采用上述方式实现的MMSE准则的IRC均衡大大降低了计算的复杂度，提高了运算的效率，
2)方式二：根据插值公式和第二类插值因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
具体地：根据公式hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>对接收数据进行插值和均衡运算，其中，hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
通过方式二实现了基于SNR准则的IRC均衡，采用上述方式实现的SNR准则的IRC均衡大大降低了计算的复杂度，提高了运算的效率，
在本实施例中还提供了一种干扰抑制合并装置，该装置用于实现上述实施例及优选实施方式，已经进行过说明的不再赘述。如以下所使用的，术语“模块”“单元”可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳的以硬件实现，但是软件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。图3是导频符号的插值均衡装置的一种优选结构框图，如图3所示，包括：处理单元302和运算单元304，下面对该结构进行说明。
处理单元302，用于根据导频符号的信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，得到对应于导频符号的预计算因子，其中，预计算因子是对与导频符号对应的接收数据进行插值和均衡运算时所使用的因子；
运算单元304，用于根据预计算因子对上述接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
在一个优选实施方式中，如图4所示，运算单元304包括：第一运算模块402，用于根据预计算因子得到插值合并因子，其中，插值合并因子包括：第一类插值合并因子和/或第二类插值合并因子，其中，第一类插值合并因子是预计算因子与信道估计矩阵的线性乘积，第二类插值合并因子是预计算因子与接收数据的线性乘积；第二运算模块404，用于根据插值合并因子对导频符号对应的接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
在一个优选实施方式中，如图5所示，运算单元304包括：第三运算模块502和/或第四运算模块504，其中，第三运算模块502，用于根据插值公式、第一类插值合并因子和第二类插值合并因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算；第四运算模块504，用于根据插值公式和第二类插值因子对接收数据进行联合化的插值和均衡运算。
具体地：第三运算模块502根据公式对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，其中，
hlH·Rn-1·hl=((αl)H0+(1+αl)H1)H·Rn-1·((αl)H0+(1-αl)H1))]]>
=((αl2)H0HRn-1H0+αl(1-αl)(H0HRn-1H1+H1HRn-1H0)+(1-αl)2H1HRn-1H1;]]>
hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>其中，插值公式hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵，I为单位矩阵。
在一个优选实施方式中，可以采用取的共轭转置的方式得到从而减少了计算时进行乘加运算的计算量。
具体地：第四运算模块504根据公式hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1+αl)H1HRn-1Y,]]>对接收数据进行联合化的插值和均衡运算，其中，hl·＝αlH0+(1-αl)H1，l表示时域的符号索引，αl为接收数据第l个符号上的插值系数，其中，H0为时隙0上的信道估计矩阵，H1为时隙1上的信道估计矩阵，Rn为噪声干扰矩阵。
本发明提供了一种优选的实施例来进一步对本发明进行解释，但是值得注意的是，该优选实施例只是为了更好的描述本发明，并不构成对本发明不当的限定。
下面结合附图和几个具体的实施例对上述的方法和装置作进一步的说明。
实施例1
在本优选实施例中以MMSE为例进行说明：
如图6所示是LTE系统的一种上行子帧时频结构示意图。其中，一个子帧包括两个时隙。在时域上，一个时隙包括7个SC-FDMA(单载波频分多址)符号(l＝0…6)。在频域上，每个符号占用1200个有用信息子载波(k＝0…1999)。在时隙0的第4个符号和时隙1的第4个符号上存在导频符号，用来传输UE(用户设备)的参考信号。
依据图6所示的时频结构示意图，以MMSE准则进行IRC均衡方法的方法，如图7所示，包括以下步骤：
步骤S702：获取导频符号上的信道估计值。
其中，上述步骤S702包括：
获取2个导频符号上每个子载波上的粗信道估计值HC(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)和细信道估计值HR(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)，其中iSLOT＝0，1为时隙索引，lDMARS＝3，10为导频时域符号的索引，k＝0，1...1199为频域子载波索引，kaRX＝0，1...7为接收天线索引。
导频0上的细信道估计矩阵H0和导频1上的细信道估计矩阵H1按照如下方式表示：
H0=HR0(1,1)···HR0(KaRX,1),]]>维数为KaRX×1，H1=HR1(1,1)···HR1(KaRX,1),]]>维数为KaRX×1。
步骤S704：获取干扰和噪声协方差值。
其中，上述步骤S704，包括：
S1：根据步骤S702中得到的信道估计值，计算出2个时域导频符号上每个子载波上的干扰和噪声值(即，上文的噪声干扰矩阵)NI(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)，
优选的，NI(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)＝HC(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)-HR(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)
S2：将干扰和噪声值NI按照载波数分成组，进行组内数据平滑。组的索引为d，每组占L个子载波。本实施例以L＝12为例进行说明，与LTE系统中的1个RB(资源块)包含的子载波数保持一致。计算出每个导频符号上每个RB上的干扰和噪声矩阵(即上述的噪声干扰矩阵)：
Rn(iSLOT,d)=1LNI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),1)···NI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),KaRX)[NI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),1)···NI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),KaRX)]]]>
即，在第iSLOT时隙上，第d个RB上的噪声和干扰矩阵Rn的第p行，第q列上的元素为：
Rn(iSLOT,d,p,q)=1LΣj=d×Lj=(d+1)×L-1NIH(iSLOT,j,p)·NI(iSLOT,j,q),]]>其维数为KaRX×KaRX。
值得注意的是上述获取信道估计矩阵和噪声干扰矩阵的方式仅是作为一种优选的实施方式，还可以采用其他方式生成信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，本发明对此不做限定。
步骤S706：计算插值合并因子。
其中，上述步骤S706，包括：
S1：计算2个导频的预计算因子，即计算出第1个导频的预计算因子和第2个导频的预计算因子两个矩阵的维数都为1×KaRX。
S2：计算3个第一类插值合并因子3个矩阵的 维数都为1×1。
S3：随着时域上的Y数据符号索引变化，分别计算出2个第二类插值合并因子维数为1×1。
其中，Y是与导频符号对应的接收数据矩阵(即，基站接收到的多大线数据)。
优选地，Y＝[Y(1，1)…Y(KaRX，1)]H，维数为KaRX×1。
步骤S708：根据插值因子进行合并计算。
优选地，根据线性插值公式hl·＝αlH0+(1-αl)H1对多个插值因子进行组合计算，其中，l表示时域的符号索引，αl是第1个符号上的插值系数，具体的上述步骤S708包括：
S1：根据上述的所得到的第一类插值合并因子计算每个时域符号上的如下值：
hlH·Rn-1·hl=((αl)H0+(1+αl)H1)H·Rn-1·((αl)H0+(1-αl)H1))]]>
=((αl2)H0HRn-1H0+αl(1-αl)(H0HRn-1H1+H1HRn-1H0)+(1-αl)2H1HRn-1H1]]>
在上述步骤S1中，由于Rn-1为hermitian(厄米)矩阵，故可以将取共轭转置便可以直接得到从而避免了复数乘法和加法操作。
S2：根据上述的所得到的第二类插值合并因子计算每个时域符号上的如下值：
hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>计算结果的维数为1×1。
S3：计算出维数为1×1的合并系数并最终计算出每个时域符号上的如下值：
(hlH·Rn-1·hl+I)-1·hlH·Rn-1·Y.]]>
所得的(hlH·Rn-1·hl+I)-1·hlH·Rn-1·Y]]>即为多天线IRC均衡后的终端数据。
上述实施方式是以LTE系统的时域数据符号数为12，接收天线数为8时为例进行的说明，根据上面的描述，采用本实施例所述方法的复数乘法运算次数仅为现有方法的0.2，复数加法运算次数仅为现有方法的0.36。可见本发明实施例的方法显著降低了运算量。
根据图7所示的IRC均衡方法本实施例还提供了一种优选的实现装置，如图8所示，包括以下5个模块：
共享存储及控制单元802，用于负责所有模块的读写控制、输入及输出，中间结果数据的存储，主要包括RAM存储阵列，控制电路及时域符号索引计数器。其中，RAM存储电路与OFDM解调存储单元是复用的，用来存储Ka个天线N个符号的天线数据，并复用存储Ka个 天线的信道估计数据。
信道估计值计算单元804(即上文的处理单元的一部分)，用于进行信道估计的计算。
干扰和噪声协方差值计算单元806(即上文的处理单元中的一部分)，用于进行干扰和噪声协方差矩阵的计算和存储。
插值合并因子计算单元808(即上文的第一运算模块402)，用于进行插值合并因子的计算和存储，主要包括输入数据交叉选择电路，阵列乘/加电路以及存储阵列。存储阵列包括预计算因子存储阵列，第一类插值合并因子存储阵列和第二类插值合并因子存储阵列。
插值合并单元810(第二运算模块404、第三运算模块502和/或第四运算模块504)，用于根据当前数据的符号索引完成插值合并因子的组合计算，主要包括除法器，乘法器以及加法器电路。
基于上述的IRC均衡实现装置进行IRC均衡的步骤如图9所示，包括：
步骤S902：共享存储及控制单元802将接收机接收到的各个天线数据串行存储到其内部的多个存储空间中；待共享存储及控制单元802存储满1个子帧的数据后，信道估计值计算单元804将2个导频符号的天线数据取出进行信道估计计算。计算好的信道估计值一路原址存储回共享存储及控制单元802存储空间中，一路输入到干扰和噪声协方差值计算单元806；
步骤S904：干扰和噪声协方差值计算单元806根据信道估计值进行干扰和噪声矩阵的计算；干扰和噪声协方差值计算单元806输出数据的同时，从共享存储及控制单元802的相应存储空间中并行读取出两个导频符号的信道估计值，通过干扰和噪声协方差值计算单元806内部的数据交叉选择电路对阵列乘加单元的2个输入操作数进行切换选择，首先计算出预计算因子存储在预计算因子存储阵列里；然后再从共享存储及控制单元802存储单元中并行读取出2个导频符号的信道估计值，并联合计算因子存储阵列的数据反馈，计算出第1类插值合并因子存储在第1类插值合并因子存储存储阵列；
步骤S906：在共享存储及控制单元802内部的读地址计数器的控制下，顺序读取出每个符号的天线数据，输出到插值合并因子计算单元808，通过控制数据交叉选择电路对阵列乘加单元的2个输入操作数进行切换选择计算出第2类插值合并因子并存储；
步骤S908：插值合并单元810根据共享存储及控制单元802输出的时域符号索引信息计算插值系数，根以及插值合并因子计算单元808计算出的第1类插值合并因子和第1类插值合并因子进行相关的乘加运算，得到IRC均衡后的单路输出数据。
通过上述对信道估计矩阵的插值和均衡联合运算实现IRC均衡的方法，显著降低了基于MMSE准则的IRC均衡的运算量，将有效降低了运算复杂度和时延。以完成N载波L符号M天线的LTE系统为评估模型，采用背景技术中的现有技术方案，即先利用导频进行信道估计插值，再构造合并权值矩阵进行IRC均衡的方法，计算量如表1所示：
表1

采用本发明所述方法，计算量(没有列举与已有技术方案相同计算步骤的运算量)如表2所示：
表2

可见，采用本发明时候的方式进行均衡所采用的复数乘法运算次数为原来的(N*L*(2M+3/4)+N*M*(2M+3))/N*L*M*(2*M+5/2)，复数加法次数为原来的(N*L*(2M-1)+N*(M-1)*(2M+3))/N*L*(M*M+M-1)。当系统的时域符号数L越多时，接收天线数M越多，节省的运算量将更加明显。
实施例2
在本优选实施例中以SNR方法的IRC合并为例进行说明：
在本实施例中仍然以如图6所示是LTE系统的一种上行子帧时频结构示意图为了进行说明。
依据图6所示的时频结构示意图，以SNR方法进行IRC均衡的方法，如图10所示，包括以下步骤：
步骤S1002：获取导频符号上的信道估计值。
其中，上述步骤S1002包括：
获取2个导频符号上每个子载波上的粗信道估计值HC(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)和细信道估计值HR(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)，其中iSLOT＝0，1为时隙索引，lDMARS＝3，10为导频时域符号的索引，k＝0，1...1199为频域子载波索引，kaRX＝0，1...7为接收天线索引。
导频0上的细信道估计矩阵H0和导频1上的细信道估计矩阵H1按照如下方式表示：
H0=HR0(1,1)···HR0(KaRX,1),]]>维数为KaRX×1，H1=HR1(1,1)···HR1(KaRX,1),]]>维数为KaRX×1。
步骤S1004：获取干扰和噪声协方差值
其中，上述步骤S1004，包括：
S1：根据步骤S702中得到的信道估计值，计算出2个时域导频符号上每个子载波上的干扰和噪声值(即，上文的噪声干扰矩阵)NI(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)，
优选的，NI(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)＝HC(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)-HR(iSLOT，lDMARS，k，kaRX)
S2：将干扰和噪声值NI按照载波数分成组，进行组内数据平滑。组的索引为d，每组占L个子载波。本实施例以L＝12为例进行说明，与LTE系统中的1个RB(资源块)包含的子载波数保持一致。计算出每个导频符号上每个RB上的干扰和噪声矩阵(即上述的噪声干扰矩阵)：
Rn(iSLOT,d)=1LNI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),1)···NI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),KaRX)[NI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),1)···NI(iSLOT,(d×L:(d+1)×L),KaRX)]]]>
即，在第iSLOT时隙上，第d个RB上的噪声和干扰矩阵Rn的第p行，第q列上的元素为：
Rn(iSLOT,d,p,q)=1LΣj=d×Lj=(d+1)×L-1NIH(iSLOT,j,p)·NI(iSLOT,j,q),]]>其维数为KaRX×KaRX。
值得注意的是上述获取信道估计矩阵和噪声干扰矩阵的方式仅是作为一种优选的实施方式，还可以采用其他方式生成信道估计矩阵和噪声干扰矩阵，本发明对此不做限定。
步骤S1006：计算插值合并因子。
其中，上述步骤S1006，包括：
S1：计算2个导频的预计算因子，即计算出第1个导频的预计算因子和第2个导频的预计算因子两个矩阵的维数都为1×KaRX。
S2：随着时域上的Y数据符号索引变化，分别计算出2个第二类插值合并因子维数为1×1。
其中，Y是与导频符号对应的接收数据矩阵(即，基站接收到的多天线数据)，
优选地，Y＝[Y(1，1)…Y(KaRX，1)]H，维数为KaRX×1。
步骤S1008：根据插值因子进行合并计算。
优选地，根据上述的所得到的第二类插值合并因子计算每个时域符号上的如下值：
hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y,]]>计算结果的维数为1×1，其中，l表示时域的符号索引，αl是第1个符号上的插值系数。hlH·Rn-1·Y=(αl)H0HRn-1Y+(1-αl)H1HRn-1Y]]>即为SNR方法的多天线IRC均衡后的终端数据。
基于图8的装置以SNR方法进行IRC均衡的方法，如图11所示，包括以下步骤：
步骤S 1102：共享存储及控制单元802将接收机接收到的各个天线数据串行存储到其内部的多个存储空间中；待共享存储及控制单元802存储满1个子帧的数据后，信道估计值计算单元804将2个导频符号的天线数据取出进行信道估计计算。将计算好的信道估计值一路原址存储回共享存储及控制单元802存储空间中，一路输入到干扰和噪声协方差值计算单元806；
步骤S1104：干扰和噪声协方差值计算单元806根据信道估计值进行干扰和噪声矩阵的计算；待干扰和噪声协方差值计算单元806输出数据的同时，从共享存储及控制单元802相应存储空间中并行读取出两个导频符号的信道估计值，通过干扰和噪声协方差值计算单元806内部的数据交叉选择电路对阵列乘加单元的2个输入操作数进行切换选择，首先计算出预计算因子存储在预计算因子存储阵列里，在进行IRC均衡的方法的时候无需进行第1类插值合并因子的计算。
步骤S1106：在共享存储及控制单元802内部的读地址计数器的控制下，顺序读取出每个符号的天线数据，输出到插值合并因子计算单元808，通过控制数据交叉选择电路对阵列乘加 单元的2个输入操作数进行切换选择计算出第2类插值合并因子并存储；
步骤S1108：插值合并单元810根据输出的时域符号索引信息计算插值系数，以及插值合并因子计算单元808计算出的第2类插值合并因子仅进行简单的累加操作，无需计算合并系数即直接得到IRC均衡后的单路输出数据。
通过上述融合信道估计插值和均衡两个模块而达到了共享部分硬件计算资源的目的，减少了硬件消耗。
在另外一个实施例中，还提供了一种软件，该软件用于执行上述实施例及优选实施方式中描述的技术方案。
在另外一个实施例中，还提供了一种存储介质，该存储介质中存储有上述软件，该存储介质包括但不限于：光盘、软盘、硬盘、可擦写存储器等。
从以上的描述中，可以看出，本发明实现了如下技术效果：优先计算出对导频符号进行插值和均衡运算时所使用的因子，然后，根据计算的到的预计算因子对导频符号进行插值和均衡运算。通过上述方式，将原本分开进行处理的插值和均衡运算合并在一起进行联合化的处理，从而减少了对信号进行干扰抑制合并的运算量，解决了现有技术中先进行信道估计插值，再构造合并权值矩阵进行均衡而造成的运算复杂度增加，系统的数据吞吐率下降实时性降低的技术问题，达到了降低运算复杂度、提高系统吞吐量和数据处理的实时性的技术效果。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。