一种多用户接入下的频偏估计方法和装置.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 104243366 A (43)申请公布日 2014.12.24 CN 104243366 A (21)申请号 201310235055.6 (22)申请日 2013.06.14 H04L 25/02(2006.01) H04L 27/26(2006.01) (71)申请人 大唐联诚信息系统技术有限公司 地址 100191 北京市海淀区学院路 40 号 (72)发明人 王鑫 曹晏波 杨远 董育新 乔元新 (74)专利代理机构 北京集佳知识产权代理有限 公司 11227 代理人 王玲 王宝筠 (54) 发明名称 一种多用户接入下的频偏估计方法和装置 (57) 摘要 本发。

2、明涉及通信技术领域， 特别是涉及一 种多用户接入下的频偏估计方法和装置， 所述 方法包括 ： 将多用户的接收信号从时域变换到 频域 ； 其中， 所述多用户的接收信号包含 K 个用 户的接收信号 ； 对于当前用户 k， 对当前用户占 用的子载波之外的子载波进行置零处理 ； 其中， k=1,2， K ； 将进行置零处理后的当前用户k的 信号从频域变换到时域 ； 利用当前用户 k 的时域 训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏估计值 进行频偏补偿处理。 在本发明提供的方法中， 由于 将非当前用户占用的子载波数据进行置零处理从 而消除了其他用户的干扰， 使得由此获取的频偏 估计结果更为准确， 有效提高。

3、了频偏估计的准确 性， 提升了系统的解调性能。 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 11 页 附图 4 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书11页 附图4页 (10)申请公布号 CN 104243366 A CN 104243366 A 1/2 页 2 1. 一种多用户接入下的频偏估计方法， 其特征在于， 所述方法包括 ： 将多用户的接收信号从时域变换到频域 ； 其中， 所述多用户的接收信号包含 K 个用户 的接收信号 ； 对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理 ； 其中， k=1,2，K ； 将进行。

4、置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域 ； 利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏估计值进行频偏补偿 处理。 2. 根据权利要求 1 所述的方法， 其特征在于， 所述方法还包括 ： 获取 K 个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据， 将所述时域数据相加， 将相加后 的数据变换到频域， 对频域数据进行解调处理。 3.根据权利要求1所述的方法， 其特征在于， 所述利用当前用户k的时域训练序列获取 频偏估计值包括 ： 获取当前用户 k 的两段训练序列 ； 利用所述两段训练序列进行差分相关运算， 获取差分相关运算结果 ； 利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值 ； 。

5、利用获取的所述相位值得到频偏估计值。 4. 根据权利要求 1 所述的方法， 其特征在于， 所述利用所述频偏估计值进行频偏补偿 处理包括 ： yi(n) r(n)exp(-j2foeC,iTsn) 其中， yi(n) 为频偏补偿结果， r(n) 为接收数据段， foeC,i为频偏估计值， Ts为抽样时间 间隔， n 为数据段长度。 5. 根据权利要求 1 所述的方法， 其特征在于， 所述将多用户的接收信号从时域变换到 频域包括 ： 对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理， 将接收信号从时域变换到频域。 6. 一种多用户接入下的频偏估计装置， 其特征在于， 所述装置包括 ： 频域变换单元， 用于。

6、将多用户的接收信号从时域变换到频域 ； 其中， 所述多用户的接收 信号包含 K 个用户的接收信号 ； 置零处理单元， 用于对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零 处理 ； 其中， k=1,2，K ； 时域变换单元， 用于将进行置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域 ； 频偏处理单元， 用于利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏 估计值进行频偏补偿处理。 7. 根据权利要求 6 所述的装置， 其特征在于， 所述装置还包括 ： 相加单元， 用于获取 K 个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据， 将所述时域数据 相加 ； 解调单元， 用于将相。

7、加后的数据变换到频域， 对频域数据进行解调处理。 8. 根据权利要求 6 所述的装置， 其特征在于， 所述频偏处理单元包括频偏估计单元和 频偏补偿单元， 其中， 所述频偏估计单元包括 ： 权 利 要 求 书 CN 104243366 A 2 2/2 页 3 训练序列获取单元， 用于获取当前用户 k 的两段训练序列 ； 差分相关计算单元， 用于利用所述两段训练序列进行差分相关运算， 获取差分相关运 算结果 ； 相位值获取单元， 用于利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值 ； 频偏估计值获取单元， 用于利用获取的所述相位值得到频偏估计值。 9. 根据权利要求 6 所述的装置， 其特征在于， 所述。

8、频偏处理单元包括频偏估计单元和 频偏补偿单元， 其中， 所述频偏补偿单元具体用于利用以下公式进行频偏补偿处理 ： yi(n) r(n)exp(-j2foeC,iTsn) 其中， yi(n) 为频偏补偿结果， r(n) 为接收数据段， foeC,i为频偏估计值， Ts为抽样时间 间隔， n 为数据段长度。 10. 根据权利要求 6 所述的装置， 其特征在于， 所述频域变换单元具体用于 ： 对多用户 的接收信号进行快速傅里叶变换处理， 将接收信号从时域变换到频域。 权 利 要 求 书 CN 104243366 A 3 1/11 页 4 一种多用户接入下的频偏估计方法和装置 技术领域 0001 本发。

9、明涉及通信技术领域， 特别是涉及一种多用户接入下的频偏估计方法和装 置。 背景技术 0002 OFDMA(Orthogonal Frequecncy Division Multiple Access， 正交频分多址 ) 系 统是将 OFDM（正交频分复用， Orthogonal Frequency Division Multiplexing） 系统扩展 到多用户的通信系统。OFDMA 系统将传输带宽划分成正交的互不重叠的一系列子载波集， 并将不同的子载波分配给不同的用户， 因此可调度多个用户同时发送数据。由于 OFDMA 系 统中， 用户可以选择条件较好的子载波进行数据传输， 使得多用户获得频。

10、率上的分集增益， 其根据来自每个用户反馈的频率选择性信道条件， 对用户进行子载波分配。如图 1 所示， 为 OFDMA 系统子载波分配示意图。 0003 OFDM 技术被广泛应用于宽带系统中， 但是 OFDM 系统对频偏较敏感。因此， 频偏估 计与校正的准确性就显得极为关键。通常情况下， 发送端与接收端的频率偏差由两部分组 成 ： 晶体振荡器的时钟漂移以及多普勒频偏。 现有技术中， 普遍采用的收发两端频率偏差校 正方法如图 2 所示。 0004 现有技术的频偏估计方法通常针对单用户进行。当 UE（User Equipment， 用户设 备） 接收到基站的下行信号后， 根据下行导频符号进行频偏估。

11、计， 求得基站与终端用户的频 率偏差。在 UE 发送信号时， 根据得到的此频偏值对发送数据进行预补偿， 以保证终端用户 信号到达基站时是一个无频偏信号。 0005 假设基站发送信号为 x(t)， 则考虑频偏的影响， 终端用户的接收信号为 ： 0006 0007 其中， f 表示基站与终端间的频偏， 表示随机相位。由于在公网应用中， 频偏 的主要因素为晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差， 因此假设 : 0008 f fNB-OSC-fUE-OSC （2） 0009 其中， fUE-OSC和 fNB-OSC分别表示终端 UE 与基站的载频。 0010 当终端用户利用r(t)估计出f之后， 假设用户。

12、的发送信号为x(t)， 那么通过频 偏预补偿的发送信号为 ：到达基站处的信号为 ： 0011 0012 从公式 （3）可以看出， 各 OFDMA 接入用户的信号在同时到达基站处时， 可以 保证均为无频偏的信号， 各用户间基本不会产生由频偏带来的 ICI（Inter-Channel Interference， 信道间干扰） ， 基站也无需再对用户进行频率校正。 0013 在实现本发明的过程中， 发明人发现现有技术中至少存在如下问题 ： 当频偏的主 说 明 书 CN 104243366 A 4 2/11 页 5 要因素为晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差时， 在终端侧对发射数据进行频偏预补偿 是可。

13、行的。但是当终端的多普勒频移相对较大时 （比如在地空通信或空空通信中） ， 现 有技术提供的方法将无法消除收发两端的频率偏差。 由于现有技术中对终端的发射数据进 行频偏预补偿的方法只能消除由晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差或者多普勒频移 中的一项， 因此在高速数据传输环境下无法适用， 并不能获得准确的频偏估计结果。 而现有 技术中在基站侧进行频偏估计的方法， 则由于无法消除多用户之间的干扰而导致频偏估计 不准确。 发明内容 0014 为解决上述技术问题， 本发明实施例提供了一种多用户接入下的频偏估计方法和 装置， 能够有效解决现有技术中多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题， 提高频偏估计 的。

14、准确性， 提升系统的解调性能。 0015 技术方案如下 ： 0016 根据本发明实施例的第一方面， 公开了一种多用户接入下的频偏估计方法， 所述 方法包括 ： 0017 将多用户的接收信号从时域变换到频域 ； 其中， 所述多用户的接收信号包含 K 个 用户的接收信号 ； 0018 对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理 ； k=1,2，K ； 0019 将进行置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域 ； 0020 利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏估计值进行频偏 补偿处理。 0021 根据本发明实施例的第一方面， 本发明还具有第一。

15、种可能的实现方式， 即所述方 法还包括 ： 0022 获取 K 个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据， 将所述时域数据相加， 将相 加后的数据变换到频域， 对频域数据进行解调处理。 0023 根据本发明实施例的第一方面， 本发明还具有第二种可能的实现方式， 即所述利 用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值包括 ： 0024 获取当前用户 k 的两段训练序列 ； 0025 利用所述两段训练序列进行差分相关运算， 获取差分相关运算结果 ； 0026 利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值 ； 0027 利用获取的所述相位值得到频偏估计值。 0028 根据本发明实施例的第一方面， 本发明还。

16、具有第三种可能的实现方式， 即所述利 用所述频偏估计值进行频偏补偿处理包括 ： 0029 yi(n) r(n)exp(-j2foeC,iTsn) 0030 其中， yi(n) 为频偏补偿结果， r(n) 为接收数据段， foeC,i为频偏估计值， Ts为抽样 时间间隔， n 为数据段长度。 0031 根据本发明实施例的第一方面， 本发明还具有第四种可能的实现方式， 即所述将 多用户的接收信号从时域变换到频域包括 ： 说 明 书 CN 104243366 A 5 3/11 页 6 0032 对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理， 将接收信号从时域变换到频域。 0033 根据本发明实施例的第二。

17、方面， 公开了一种多用户接入下的频偏估计的装置， 所 述装置包括 ： 0034 频域变换单元， 用于将多用户的接收信号从时域变换到频域 ； 其中， 所述多用户的 接收信号包含 K 个用户的接收信号 ； 0035 置零处理单元， 用于对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行 置零处理 ； 其中， k=1,2，K ； 0036 时域变换单元， 用于将进行置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域 ； 0037 频偏处理单元， 用于利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述 频偏估计值进行频偏补偿处理。 0038 根据本发明实施例的第二方面， 本发明还具有第五。

18、种可能的实现方式， 即所述装 置还包括 ： 0039 相加单元， 用于获取 K 个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据， 将所述时域 数据相加 ； 0040 解调单元， 用于将相加后的数据变换到频域， 对频域数据进行解调处理。 0041 根据本发明实施例的第二方面， 本发明还具有第六种可能的实现方式， 即所述频 偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元， 其中， 所述频偏估计单元包括 ： 0042 训练序列获取单元， 用于获取当前用户 k 的两段训练序列 ； 0043 差分相关计算单元， 用于利用所述两段训练序列进行差分相关运算， 获取差分相 关运算结果 ； 0044 相位值获取单元， 用于利。

19、用获取的所述差分相关运算结果获取相位值 ； 0045 频偏估计值获取单元， 用于利用获取的所述相位值得到频偏估计值。 0046 根据本发明实施例的第二方面， 本发明还具有第七种可能的实现方式， 即所述频 偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元， 其中， 所述频偏补偿单元具体用于利用以 下公式进行频偏补偿处理 ： 0047 yi(n) r(n)exp(-j2foeC,iTsn) 0048 其中， yi(n) 为频偏补偿结果， r(n) 为接收数据段， foeC,i为频偏估计值， Ts为抽样 时间间隔， n 为数据段长度。 0049 根据本发明实施例的第二方面， 本发明还具有第八种可能的实现方式。

20、， 即所述频 域变换单元具体用于 ： 对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理， 将接收信号从时域 变换到频域。 0050 本发明实施例一个方面的有益效果为 ： 本发明实施例提供了一种多用户接入下的 频偏估计方法， 首先将多用户的接收信号从时域变换到频域 ； 其中， 所述多用户的接收信号 包含 K 个用户的接收信号 ； 对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置 零处理 ； 将进行置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域 ； 利用当前用户 k 的时 域训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。在本发明提供的方 法中， 由于先将接收信号从时域变换到频。

21、域， 并将非当前用户占用的子载波的数据进行置 零处理， 仅保留当前用户的数据。 然后将当前用户的数据变换到时域， 利用时域训练序列获 取频偏估计值。 由于将非当前用户占用的子载波数据进行置零处理从而消除了其他用户的 说 明 书 CN 104243366 A 6 4/11 页 7 干扰， 使得由此获取的频偏估计结果更为准确。本发明提供的方法有效解决消除了 OFDMA 系统多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题， 有效提高了频偏估计的准确性， 提升了系 统的解调性能。 附图说明 0051 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案， 下面将对实施例或现 有技术描述中所需要使用的附图作简单地介。

22、绍， 显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是本 发明中记载的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。 0052 图 1 为 OFDMA 系统子载波分配示意图 ； 0053 图 2 为现有技术收发两端频率偏差校正方法示意图 ； 0054 图 3 为本发明提供的两段时域训练序列示意图 ； 0055 图 4 为本发明实施例提供的频偏估计方法第一实施例示意图 ； 0056 图 5 为本发明实施例提供的频偏估计方法第二实施例示意图 ； 0057 图 6 为本发明实施例提供的 OFDMA 多用户资源分配示意图 ； 0058 图 7 为本发明。

23、实施例提供的频偏估计方法与现有技术的频偏估计方法达到的效 果示意图 ； 0059 图 8 为本发明实施例提供的频偏估计装置示意图。 具体实施方式 0060 本发明实施例提供了一种多用户接入下的频偏估计方法和装置， 能够有效解决现 有技术中多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题， 提高频偏估计的准确性， 提升系统的 解调性能。 0061 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案， 下面将结合本发明实 施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施 例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通 技术人员在没。

24、有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都应当属于本发明保护 的范围。 0062 首先对本发明一种多用户接入下的频偏估计方法进行说明。 0063 现有技术的频偏估计方法通常针对单用户进行。当 UE（User Equipment， 用户设 备） 接收到基站的下行信号后， 根据下行导频符号进行频偏估计， 求得基站与终端用户的频 率偏差。在 UE 发送信号时， 根据得到的此频偏值对发送数据进行预补偿， 以保证终端用户 信号到达基站时是一个无频偏信号。 0064 而发明人在实现本发明的过程中发现， 当频偏的主要因素为晶体振荡器的时钟漂 移带来的频率偏差时， 在终端侧对发射数据进行频偏预补偿是可。

25、行的。但是当终端的多普 勒频移相对较大时 （比如在地空通信或空空通信中） ， 现有技术提供的方法将无法消除 收发两端的频率偏差。 0065 具体分析如下 ： 0066 在终端 UE 处， 频偏估计值为 ： 说 明 书 CN 104243366 A 7 5/11 页 8 0067 fUE (fc-fNB-OSC)-(fc-fUE-OSC)+fUE-Doppler fUE-OSC-fNB-OSC+fUE-Doppler （4） 0068 其中， fUE为终端处的频偏估计值， fc表示载波频率， fNB-OSC表示基站的频率漂 移， fUE-OSC表示终端的频率漂移， fUE-Doppler表示最大。

26、多普勒频移。 0069 如果在 UE 侧发射信号时进行频偏预补偿处理， 则在基站处 ： 0070 fNB (fc-fUE-OSC+fUE)-(fc-fNB-OSC)+fUE-Doppler 2fUE-Doppler （5） 0071 或者， 0072 f N B ( f c- fU E - O S C- fU E) - ( fc- fN B - O S C) + fU E - D o p p l e r 2(fc-fUE-OSC)-2(fc-fNB-OSC) （6） 0073 由公式 （5） 和公式 （6） 可以看出， 对终端 UE 的发射数据进行频偏预补偿的方法只 可补偿掉晶阵频偏或多普勒频。

27、移中的一项。在低速环境下， 此方法是有效。但在高速环境 下， 由于多普勒频域较大， 现有技术提供的方法则无法适用， 特别是在多普勒频域与晶体振 荡器的时钟漂移带来的频率偏差均较大且相当时， 此时得到的频偏估计结果并不准确。 0074 现有技术中一般是在终端 UE 处进行频偏预补偿的， 现有技术还存在基站处对 OFDM 用户进行频偏估计的办法， 其原理是利用训练序列进行相关运算以获取频偏估计值， 具体实现如下 ： 0075 假设发送的两个时域重复符号 x1(n) 和 x2(n) 之间有 Nd个样值的延迟， 重复符号 长度为 L， 如图 3 所示。 0076 具体实现时， 在接收端计算两训练符号的。

28、时域相关值 Rt： 0077 0078 其中， Rt为相关运算结果， r(n) 为训练序列， r(n+Nd) 为与 r(n) 具有 Nd个样值延 迟的另外一段训练序列， L 为训练序列的长度。 0079 然后， 获取时域相关值 Rt的相位值 arg(Rt)， 则载波频率偏差 fc为 ： 0080 0081 其中， Ts为抽样间隔， F 1/(NTs) 为载波间隔。 0082 假设在具体应用中， OFDMA用户个数为K， 训练序列长度为符号长即FFT点数， 定 义 s1， s2.sK分别为第 1， 第 2第个用户的时域序列。 0083 则 OFDMA 多用户信号为 ： 0084 s s1+s2+。

29、sK 0085 那么时域相关值 R 为 ： 0086 0087 说 明 书 CN 104243366 A 8 6/11 页 9 0088 从公式 （9） 可以看出， 由此获取的相关结果中， 只有公式 （9） 中第一项为目标项， 其余项均为干扰。 因此， 现有技术提供的方法由于引入了多用户干扰， 则无法获得期望信号 的频偏估计值， 频偏估计结果并不准确。 0089 在本发明提供的多用户接入下的频偏估计方法中， 可以有效消除每个用户由系统 晶阵频偏与多普勒频偏共同带来的频率偏移。当每个用户的频偏均被有效消除时， 多个用 户相互间的干扰也便自然消除。由于 OFDMA 系统中是多用户多址接入的方式， 。

30、因此用户的 频率偏移是造成用户间干扰的原因。当每个用户的频偏消除时， 由此带来的结果便是多用 户间干扰的消除。因此， 本发明提供的方法不仅可以解决现有技术中晶体振荡器的时钟漂 移带来的频率偏差和多普勒频移均较大时导致的频偏估计不准确的问题， 还能够有效解决 现有技术中多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题， 提高频偏估计的准确性， 提升系统 的解调性能。 0090 参见图 4， 为本发明实施例提供的频偏估计方法第一实施例示意图。 0091 本发明第一实施例提供的方法可以应用的系统包括但不限于 OFDMA 系统。 0092 本发明以 OFDMA 系统为例进行说明， 本领域技术人员可以理解的是， 以。

31、下仅为示 例型的说明， 不视为对本发明应用领域的限制。 0093 S401， 将多用户的接收信号从时域变换到频域。 0094 其中， 所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号。 假设OFDMA系统中用户个 数为 K， 训练序列长度为符号长即 FFT 点数， 定义 s1， s2.sK分别为第 1 个、 第 2 个 . 第 个用户的时域序列。 0095 则 OFDMA 多用户信号为 ： 0096 s s1+s2+sK 0097 将多用户的接收信号从时域变换到频域， 具体实现时可以对接收信号进行 FFT （Fast Fourier Transformation， 快速傅里叶变换） 变换， 从而将接。

32、收信号从时域变换到频 域。 0098 S402， 对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理。 0099 对接收信号进行 FFT 变换后， 此时获取的信号为频域信号。从频域上看此时得到 的信号包含了一个或多个用户的信号， 且这些多用户是频分的， 占用不同的连续子载波。 以 LTE（Long Term Evolution， 长期演进 ) 系统为例， 每个用户占用的子载波的个数为 12 的 倍数， 每个用户占用的个数和位置均是由基站预先分配并知道的。假设当前共有 300 个子 载波， 其中， 用户 1 占用的子载波序号为 1-12， 用户 2 占用的子载波序号为 13-24。

33、， 用户 3 占 用的子载波序号为 25-36用户 25 占用的子载波序号为 289-300。 0100 对于当前用户 k， 基站根据子载波分配信息， 获取当前用户占用的子载波信息， 将 当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理。其中， k=1,2， K， K 为用户总数。 具体实现时， 将当前用户占用的子载波之外的子载波的数据进行赋零处理。 例如， 当前基站 需要估计用户1的频偏， 当前用户1占用的子载波为1-12， 则将当前用户占用的子载波之外 的子载波全部进行置零处理， 即将第 13-300 号子载波的数据均强制赋零。假设当前用户是 说 明 书 CN 104243366 A 9 7/。

34、11 页 10 用户 2， 则将 1-12、 25-300 号子载波的数据均强制赋零。 0101 下面对步骤 S402 的原理进行介绍。在这一步骤中， 将非当前用户的其他用户的子 载波进行置零处理的目的在于仅保留当前用户的数据， 之后变换到时域去进行频偏估计处 理， 以获取准确的频偏估计结果。 如果不将其他用户的子载波置零， 则将很难估计出本用户 即当前用户的频偏值。这是因为如果对非当前用户占用的子载波数据不进行置零处理而 将其变换到时域， 此时得到的信号将包含其他用户的信息， 即引入了其他用户的干扰， 由此 获取的频偏估计结果将不准确。而本发明实施例提供的方法， 由于将非当前用户占用的子 载。

35、波数据进行置零处理从而消除了其他用户的干扰， 使得由此获取的频偏估计结果更为准 确。 0102 S403， 将进行置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域。 0103 具体实现时， 对进行置零处理后的当前用户 k 的信号进行 IFFT 逆快速傅里叶变 换 , 从频域变换到时域。 0104 S404， 利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏估计值进 行频偏补偿处理。 0105 具体实现时， 利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值可以包括 ： 0106 A、 获取当前用户 k 的两段训练序列。 0107 如图 3 和图 6 所示， 获取训练序列 r(n) 为。

36、以及为与 r(n) 具有 Nd个样值延迟的另 外一段训练序列 r(n+Nd)。以 LTE 系统为例， 如图 6 所示， 当前用户 k 进行频偏估计用的两 段训练序列分别为第 4 个和第 11 个符号。以上仅为示例性说明， 不视为对本发明的限制。 0108 B、 在接收端计算两训练序列的时域相关值 Rt。 0109 具体实现时， 利用获取的所述两段训练序列进行差分相关运算， 获取差分相关运 算结果。具体可以通过公式 （7） 实现 ： 0110 0111 其中， Rt为差分相关运算结果， r(n) 为训练序列， r(n+Nd) 为与 r(n) 具有 Nd个样 值延迟的另外一段训练序列， L 为训练。

37、序列的长度。 0112 C， 利用获取的差分相关运算结果获取相位值。 0113 其中， 由差分相关值 Rt得到相位值 arg(Rt)。 0114 D， 利用获取的所述相位值得到频偏估计值。 0115 则载波频率偏差 fc为 ： 0116 0117 其中 Ts为抽样时间间隔， Nd为延迟时间， F 1/(NTs) 为载波间隔。 0118 由上一步得到的频偏估计值对数据段进行补偿， 具体可以通过以下公式实现 ： 0119 yi(n) r(n)exp(-j2foeC,iTsn) （10） 0120 其中， yi(n) 为频偏补偿结果， r(n) 为接收数据段， foeC,i为频偏估计值， Ts为抽样。

38、 时间间隔， n 为数据段长度。 说 明 书 CN 104243366 A 10 8/11 页 11 0121 在本发明提供的方法中， 由于先将接收信号从时域变换到频域， 并将非当前用户 占用的子载波的数据进行置零处理， 仅保留当前用户的数据。然后将当前用户的数据变换 到时域， 利用时域训练序列获取频偏估计值。由于将非当前用户占用的子载波数据进行置 零处理从而消除了其他用户的干扰， 使得由此获取的频偏估计结果更为准确。本发明提供 的方法有效解决消除了 OFDMA 系统多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题， 有效提高了 频偏估计的准确性， 提升了系统的解调性能。 0122 参见图 5， 为本发明。

39、实施例提供的频偏估计方法第二实施例示意图。 0123 S501， 接收机将多用户 OFDMA 信号进行快速傅里叶 FFT 变换。 0124 假设当前系统用户个数为 K， 通过将多用户 OFDMA 信号进行 FFT 变换， 从时域变换 到频域。 0125 S502， 对当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理。 0126 其中， 对于第 k 个用户， 将当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理， 即 将非 k 用户占用的所有子载波的数据进行赋零处理。其中， k=1,2，K， K 为用户总数。 例如， 对当前用户 1， 将非当前用户 1 占用的子载波的数据置零 ； 对当前。

40、用户 2， 将非当前用 户 2 占用的子载波的数据置零对全部 K 个用户进行上述置零处理步骤， 直到处理完所 有的用户。 0127 S503， 对当前用户 k， 将进行置零处理后的当前用户 k 的信号进行 IFFT 处理， 从频 域变换到时域。 0128 分别对每个用户数据进行 IFFT 变换， 将其变换到时域。对总共 K 个用户进行上述 处理。 0129 S504， 利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述频偏估计值进 行频偏补偿处理。 0130 具体实现的方法与步骤 S404 相同， 再此不再赘述。分别对每一个用户进行频偏估 计， 获取频偏估计值， 并利用获取的频偏估计值。

41、进行频偏补偿处理。 0131 S505， 获取全部 K 个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据， 将所述时域数据 相加， 将相加后的数据变换到频域。 0132 S506， 对频域数据进行解调和解码处理。 0133 解调和解码的方法可以采用现有技术提供的方法实现。 0134 本发明第二实施例提供的方法可以有效消除时域频偏估计时由多用户带来的干 扰， 较准确的获得目标用户频偏估计值， 由此获取较准确的解调、 解码结果， 提供系统解调 性能。 0135 下面对本发明的原理以及达到的效果进行分析。 0136 假设接收机接收到的 OFDMA 多用户训练符号的频域序列为 ： 0137 f(n) FFT(x。

42、(n) f1(n)+f2(n)+fK(n),n 1,2,N （11） 0138 其中， fk(n) 代表第 k 个用户的训练符号频域序列， N 为 FFT 点数。 0139 假设用户 k 发射时占用的子载波标号为 kl， 用户 k 占用的所有子载波编号构成一 个集合Ak， 用户k没有占用的子载波编号构成集合为Bk， 所有可用子载波编号构成集合为P。 则有 Ak Bk P， 0140 在接收端， 对于 fk(n) 可认为由两部分组成， 即 ： 说 明 书 CN 104243366 A 11 9/11 页 12 0141 fk(n) fkA(n)+fkB(n),n 1,2,N （12） 0142 。

43、对于 fkA(n)， 可认为此项为收发两端无频偏时用户 k 的子载波数据。当时， fkA(n) 有值 ； 当时， fkA(n) 0。 0143 对于 fkB(n)， 认为此项为收发两端存在频偏时而导致的频域 ICI。当时， fkB(n) 均不为 0。fkB(n) 与 fkA(n) 两者的平均功率相比， 前者相对比较小。 0144 则有 ： 0145 f(n) f1A(n)+f1B(n)+f2A(n)+f2B(n)+fKA(n)+fKB(n),n 1,2,N （13） 0146 以用户 1 为例， 对于目标用户 1 来说， 将非用户 1 占用的子载波数据置 0 后， 得到 ： 0147 0148。

44、 对于用户 1 来说， 当时域信号无其它用户干扰时的频偏估计是最准确的， 即期望 得到信号为 ： 0149 0150 由于 fkB(n) 平均功率远小于 fkA(n)， 因此式 (14) 与式 (15) 相比， 误差较小。也就 是说， 应用本发明提供的方法得到的结果 （14） ， 相对于期望得到的结果 （15） ， 误差较小， 得 到了比较准确的结果。 0151 为了验证本发明提供的方法的有效性， 设计的仿真方案如下 ： 如图 6 所示， 为 OFDMA 多用户资源分配图。假设每个用户的频偏估计用训练符号 （训练序列） 分别为第 4 个 与第 11 个符号。每个用户占用的子载波为连续放置。如图。

45、 7 所示， 为现有技术和本发明提 供的频偏估计方法性能仿真对比示意图。其中， Case1 为 OFDMA 传输方式下采用本发明技 术方案的频偏估计性能曲线 ； Case2 为 OFDMA 传输方式下采用现有技术方案的频偏估计性 能曲线。 0152 表 1 仿真参数表 0153 传输方式OFDMA 子载波带宽15kHz 采样率30.72MHz 系统带宽20MHz FFT 点数2048 CP 点数512 说 明 书 CN 104243366 A 12 10/11 页 13 单用户带宽5MHz OFDMA 用户个数4 目标用户频偏700Hz 3 个干扰用户频偏600Hz/650Hz/800Hz 信。

46、道模型AWGN 信道 天线配置1 发 1 收 导频分布连续放置 发射功率发射功率归一化 0154 如图 7 所示， 为现有技术和本发明提供的频偏估计方法性能仿真对比示意图。在 图中， 对 Case1（图中靠近下部的曲线） 和 Case2（图中靠近上部的曲线） 仿真估计的均方根 误差 (RMSE) 进行了对比。从图 7 可以看出， 采用本发明提供的方法性能随着信噪比的增加 而有效提升。而现有技术 Case2 的方法则无法适用。由此可见， 本发明的频偏估计方法可 以有效消除由于 OFDMA 多用户干扰而带来的频偏估计不准的问题。本发明提供的方法实现 简单， 并有效提供了系统的性能。 0155 以上。

47、对本发明提供的显示方法实施例进行详细的介绍， 上述实施例介绍的方式均 可以通过改动、 变形或者结合的方式得到其他实现方式， 均属于本发明的保护范围。 0156 参见图 8， 为本发明实施例提供的频偏估计装置示意图。 0157 根据本发明实施例的第二方面， 提供了一种多用户接入下的频偏估计装置， 所述 装置包括 ： 0158 频域变换单元， 用于将多用户的接收信号从时域变换到频域 ； 其中， 所述多用户的 接收信号包含 K 个用户的接收信号 ； 0159 置零处理单元， 用于对于当前用户 k， 对当前用户占用的子载波之外的子载波进行 置零处理 ； 其中， k=1,2，K ； 0160 时域变换单。

48、元， 用于将进行置零处理后的当前用户 k 的信号从频域变换到时域 ； 0161 频偏处理单元， 用于利用当前用户 k 的时域训练序列获取频偏估计值， 利用所述 频偏估计值进行频偏补偿处理。 0162 进一步的， 所述装置还包括 ： 0163 相加单元， 用于获取 K 个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据， 将所述时域 数据相加 ； 0164 解调单元， 用于将相加后的数据变换到频域， 对频域数据进行解调处理。 0165 进一步的， 所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元， 其中， 所述频偏 估计单元包括 ： 0166 训练序列获取单元， 用于获取当前用户 k 的两段训练序列 ； 0167 差分相关计算单元， 用于利用所述两段训练序列进行差分相关运算， 获取差分相 说 明 书 CN 104243366 A 13 11/11 页 14 关运算结果 ； 0168 相位值获取单元， 用于利用获取的所述差分相关运。