基于功率因数校正的LED恒流驱动电路.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 103547042 A (43)申请公布日 2014.01.29 CN 103547042 A (21)申请号 201310545008.1 (22)申请日 2013.11.07 H05B 37/02(2006.01) H02M 1/42(2007.01) (71)申请人 成都启臣微电子有限公司 地址 610000 四川省成都市高新西区西芯大 道 4 号创新中心 C341-343 (72)发明人 黄家荣 赵波 代成志 许刚颖 唐波 (74)专利代理机构 成都行之专利代理事务所 ( 普通合伙 ) 51220 代理人 梁田 (54) 发明名称 基于功率因数校正的 LED 。

2、恒流驱动电路 (57) 摘要 基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路， 由 电流采样放大器、 第一电压比较器、 斜波发生器、 方波比较器、 第一基准电压和逻辑驱动电路组成 ； 所述电流采样放大器对电感电流进行采样， 所述 斜波发生器输出恒定斜率和宽度的周期性三角 波， 所述逻辑驱动电路的输出信号用于驱动功率 开关管 ； 所述逻辑驱动电路具备以下功能 ： 使功 率开关管的开启时间长度等于方波比较器输出的 高电平持续时间长度 ； 当第一基准电压低于电流 采样放大器的输出电压时， 关闭功率开关管。 本发 明为 LED 恒流驱动电源提供了一种应用电路结构 简单的 LED 恒流驱动电路方式， 并且可实。

3、现高功 率因数。 (51)Int.Cl. 权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 2 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书1页 说明书5页 附图2页 (10)申请公布号 CN 103547042 A CN 103547042 A 1/1 页 2 1. 基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路， 其特征在于， 由电流采样放大器 （1） 、 第一 电压比较器 （2） 、 斜波发生器 （5） 、 方波比较器 （3） 、 第一基准电压 （7） 和逻辑驱动电路 （4） 组 成 ； 所述电流采样放大器 （1） 对电感电流进行采样， 其输出端分别与第一电压比较器和方 。

4、波比较器的第一输入端连接， 所述第一电压比较器的第二输入端连接第一基准电压， 输出 端与逻辑驱动电路连接， 所述方波比较器的第二输入端连接斜波发生器 （5） 的输出端， 输出 端连接逻辑驱动电路， 所述斜波发生器 （5） 输出恒定斜率和宽度的周期性三角波， 所述逻辑 驱动电路 （4） 的输出信号用于驱动功率开关管 ； 所述逻辑驱动电路 （4） 具备以下功能 ： 使功率开关管的开启时间长度等于方波比较 器输出的高电平持续时间长度 ； 当第一基准电压低于电流采样放大器的输出电压时， 关闭 功率开关管。 2.如权利要求1所述基于功率因数校正的LED恒流驱动电路， 其特征在于， 所述电感与 一采样电阻。

5、串联， 所述电流采样放大器的两个输入端分别连接采样电阻两端。 3.如权利要求2所述基于功率因数校正的LED恒流驱动电路， 其特征在于， 所述采样电 阻阻值为 1-10 欧姆。 4.如权利要求1所述的基于功率因数校正的LED恒流驱动电路， 其特征在于， 还包括电 感电压采样电路， 所述电感电压采样电路由第二电压比较器 （6） 、 第二基准电压 （8） 、 与电 感并联的电阻串组成 ； 所述第二电压比较器的两个输入端分别连接第二基准电压的输出端和电阻串的中间 结点， 所述第二电压比较器的输出端与逻辑驱动电路连接 ； 所述逻辑驱动电路 （4） 还具备以下功能 ： 当第二电压比较器检测到基准电压低于被。

6、 比较电压时， 功率开关管开启。 5.如权利要求4所述的基于功率因数校正的LED恒流驱动电路， 其特征在于， 所述第一 基准电压 （7） 和第二基准电压 （8） 为同一基准电压源通过电阻分压产生。 权 利 要 求 书 CN 103547042 A 2 1/5 页 3 基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路 技术领域 0001 本发明属于电力电子领域， 涉及一种开关电源的设计， 特别是一种基于功率因数 校正的 LED 恒流驱动电路。 背景技术 0002 开关电源中的非隔离式 DC/DC 转换器， 按输入电压和输出电压之间的关系， 可以 分为降压式 （Buck） DC/DC 转换器 ， 升压式 。

7、（Boost） DC/DC 转换器、 升降压式 （Buck Boost） DC/DC 转换器三种基本拓扑结构， 这三种基本结构均由电感、 单向导通器件和开关器件组 成， 只是三者的连接关系不同。 0003 使用开关电源可以利用交流电对LED供电， 交流电供电LED照明可降低成本， 但是 电网电压波动会造成 LED 过流驱动而影响其使用寿命， 所以在交流供电的场合对 LED 进行 恒流驱动是重要的。 0004 目前 LED 驱动电路主要采用线性控制 LED 恒流方案、 PSR 原边反馈和隔离脉冲宽 度调制 (PWM) 开关电源等方案、 非隔离降压方案。线性 LED 恒流方案虽然结构简单， 但 L。

8、ED 灯串上会承受巨大的纹波电压， 对 LED 本身寿命有影响， 同时电流纹波也较大。PSR 原边反 馈对变压器要求高， 批量生产一致性不好控制， 且生产成本相对较高。PWM 开关电源方案恒 流电路主要有两种方法 ： 一种直接应用 PWM 集成电路进行峰值限流， 这种方法结构简单， 但 是恒流精度差。 0005 另外一种方法对 LED 工作电流进行采样， 得到采样电压与基准电压进行比较放大 后驱动光耦对 PWM 集成电路进行闭环反馈控制， 这种方法恒流精度高， 但是由于需要专用 的恒流电路， 外围电路复杂， 不容易， 成本比较高。 非隔离降压方案结构相对简单， 不需要变 压器， 同时对电感上的。

9、电流采用可获得高精度的恒流效果， 但常规降压方案本身不能获得 良好的功率因数， 容易对电网造成较大的污染难以满足日益强化的环保标准。 发明内容 0006 为克服现有技术功率因数差， 系统运行效率低的技术缺陷， 本发明公开了一种基 于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路。 0007 本发明所述基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路， 由电流采样放大器、 第一电 压比较器、 斜波发生器、 方波比较器、 第一基准电压和逻辑驱动电路组成 ； 所述电流采样放大器对电感电流进行采样， 其输出端分别与第一电压比较器和方波比 较器的第一输入端连接， 所述第一电压比较器的第二输入端连接第一基准电压， 输出端与。

10、 逻辑驱动电路连接， 所述方波比较器的第二输入端连接斜波发生器的输出端， 输出端连接 逻辑驱动电路， 所述斜波发生器输出恒定斜率和宽度的周期性三角波， 所述逻辑驱动电路 的输出信号用于驱动功率开关管 ； 所述逻辑驱动电路具备以下功能 ： 使功率开关管的开启时间长度等于方波比较器输出 的高电平持续时间长度 ； 当第一基准电压低于电流采样放大器的输出电压时， 关闭功率开 说 明 书 CN 103547042 A 3 2/5 页 4 关管。 0008 优选的， 所述电感与一采样电阻串联， 所述电流采样放大器的两个输入端分别连 接采样电阻两端。 0009 进一步的， 所述采样电阻阻值为 1-10 欧姆。

11、。 0010 优选的， 还包括电感电压采样电路， 所述电感电压采样电路由第二电压比较器、 第 二基准电压、 与电感并联的电阻串组成 ； 所述第二电压比较器的两个输入端分别连接第二基准电压的输出端和电阻串的中间 结点， 所述第二电压比较器和下降沿检测电路的输出端均与逻辑驱动电路连接 ； 所述逻辑驱动电路还具备以下功能 ： 当第二电压比较器检测到基准电压低于被比较电 压时， 功率开关管开启。 0011 进一步的， 所述第一基准电压和第二基准电压为同一基准电压源通过电阻分压产 生。 0012 采用本发明所述的基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路， 本发明为 LED 恒流驱 动电源提供了一种应用电。

12、路结构简单的 LED 恒流驱动电路方式， 并且可实现高功率因数。 整个电路结构简单， 具有高功率因数和低谐波失真度。 用户调试、 安装方便， 使用灵活， 生产 成本低。 附图说明 0013 图 1 示出功率因数校正后的理想状态示意图 ； 图 2 示出本发明的一种具体实施方式的电路结构图 ； 图 3 示出本发明所述电感电压采样时的时序逻辑图 ； 各图中附图标记名称为 ： 1- 电流采样放大器 2- 第一电压比较器 3- 方波比较器 4- 逻 辑驱动电路 5- 斜波发生器 6- 第二电压比较器 7- 第一基准电压 8- 第二基准电压。 具体实施方式 0014 下面结合附图， 对本发明的具体实施方式。

13、作进一步的详细说明。 0015 以升降压电路为例， 如图 2 所示， 虚线框内为本发明所述基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路， 外围元件包括构成升降压结构 （BUCK-BOOST） 的电感 L、 功率开关管 Q 和续流 二极管 D， 以及对输入整流的全桥整流电路， 输出端 VOUT。 0016 全桥从 AC 端输入正弦波交流电压， 经过四个二极管组成的全桥整流电路整流之 后， 在 VIN 端形成如图 1 上半部分所示的正弦半波电压。 0017 功率因数校正的目的是将输入端的电压和电流的波形校准到尽量相位一致的理 想状态， 在初始相位一致时， 使相同时间内的相位变化量保持一致能取得高的功率。

14、因数。 如 图 1 所示， 对 AC/DC（交流转直流） 开关电源， 一个完整半波内具有多个功率开关管开启周 期， 电流在一个完整半波内的平均值与电压保持相位一致， 是开关电源功率因数校正的理 想状态。 0018 根据电感在导通期间充电工作原理 ， 有 。由可见， 当电感 L 的电感值 LM和功率开关管 Q 每次 说 明 书 CN 103547042 A 4 3/5 页 5 开启时间 Ton 均保持不变时， 在 VIN 端， 电压的变化量, 电流的变化量成等比例变 化。 0019 本发明所述的基于功率因数校正的 LED 恒流驱动电路， 由电流采样放大器、 第一 电压比较器、 斜波发生器、 方波。

15、比较器、 第一基准电压和逻辑驱动电路组成 ； 所述电流采样放大器 1 对电感电流进行采样， 其输出端分别与第一电压比较器 2 和方 波比较器 3 的第一输入端连接， 所述第一电压比较器的第二输入端连接第一基准电压 7， 输 出端与逻辑驱动电路 4 连接， 所述方波比较器的第二输入端连接斜波发生器的输出端， 输 出端连接逻辑驱动电路 4， 所述斜波发生器 5 输出恒定斜率和宽度的周期性三角波， 所述逻 辑驱动电路的输出信号用于驱动功率开关管 ； 所述逻辑驱动电路具备以下功能 ： 使功率开关管的开启时间长度等于方波比较器输出 的高电平持续时间长度 ； 当第一基准电压低于电流采样放大器的输出电压时，。

16、 关闭功率开 关管。 0020 电流采样放大器将电感电流采样放大， 采样电路的实现方式可以是与电感串联的 采样电阻， 如图 2 所示， 电阻 R3 为采样电阻， 与电感 L 串联， 电流采样放大器的两个输入端 分别连接电阻 R3 两端， 有电流流过 R3 时， 在 R3 两端产生压差， 电流采样放大器对这个压差 进行放大后输出。 0021 电感电流的采样方式也可以是其他方式， 例如直接检测电感 L 与功率开关管 Q 的 连接点电压， 该电压除以预先测量的电感 L 的寄生电阻， 也可以得到电感电流， 但电感寄生 电阻可能随电流、 温度等因素变化， 采用本发明上述的优选方式， 选择对温度和负载不敏。

17、感 的外接电阻， 可以克服这一缺陷。 0022 为减轻电阻R3上的功耗， 电阻R3阻值不宜大， 但为满足电流采样放大器的检测精 度， 电阻 R3 两端的压降在工作时应不小于 10 毫伏。综合考虑， 电阻 R3 的取值在 1-10 欧姆 左右。 0023 所述电流采样放大器的输出模拟电压信号 A1 和斜波发生器输出的三角波信号一 同输入到方波比较器， 根据比较器原理， 在三角波信号恒定的情况下， 输出的信号为方波信 号， 占空比随输出模拟电压信号 A1 的变化而变化。 0024 所述 A1 同时输入到第一电压比较器， 与第一基准电压比较， 第一电压比较器比较 二者电压并输出比较信号。 0025 。

18、第一电压比较器 1 通过对电流采样放大器的输出信号比较， 实际是对电感电流的 检测， 以图2为例， 当R3上的压降大于一个预先设定的基准电压时， 第一电压比较器的输出 电平将翻转并通过逻辑驱动电路关闭功率开关管。 通过上述方式， 实现了输出负载的恒流， 图2中的电容C3是为稳定输出电压VOUT， 使输出端在功率管关闭时有能力为负载提供稳定 的电流。 0026 例如电流采样放大器的电压放大倍数为 A， 预先设定的基准电压为 VREF1, 本领域 技术人员根据本发明所提供的电路， 容易得到输出负载的平均电流 。 0027 方波比较器 3 和第一电压比较器 2 的输出信号都输入到逻辑驱动电路， 所述。

19、逻辑 驱动电路对输入信号进行逻辑运算， 实现使功率开关管的开启时间长度等于方波比较器输 说 明 书 CN 103547042 A 5 4/5 页 6 出的高电平持续时间长度 ； 同时逻辑驱动电路在当第一基准电压低于电流采样放大器的输 出电压时， 关闭功率开关管。 0028 通过检测R3上的压降， 把输出到LED灯串上的平均电流控制在 ：， 与方 波比较器配合， 使 R3 压降大则延后开启时间， R3 压降小则提前开启时间， 同时实现了功率 因数校正和输出负载恒流。 0029 逻辑驱动电路实现逻辑运算功能和驱动放大功能， 对本领域技术人员， 实现上述 逻辑运算和驱动放大功能均容易实现， 对复杂逻。

20、辑， 可以利用硬件编程语言例如 VHDL 或 VERILOG 编程生成门级逻辑电路， 本发明中上述逻辑功能相当简单， 本领域技术人员可以直 接根据逻辑关系， 利用与门、 或门、 传输门、 触发器等门级电路组合实现。 驱动放大是对输入 的具有逻辑信息的信号在不改变其逻辑信息的前提下， 调整信号电平和驱动能力， 以驱动 功率开关管 Q。 0030 只要 TON固定、 电感量 LM固定， 脉冲电流幅值就会跟随 AC 线上的电压幅值变化， AC 线上的平均电流波形形态也会跟随 AC 线上的电压波形形态变化， 从而实现功率因数校正。 0031 为进一步改善开关电源效率， 本发明提供一种优选实施方式， 加。

21、入了电感电压采 样电路， 所述电感电压采样电路由第二电压比较器 6、 第二基准电压 8、 与电感并联的电阻 串组成。 0032 其中所述第二电压比较器的两个输入端分别连接第二基准电压的输出端和电阻 串的中间结点， 所述下降沿检测电路的输入端连接电阻串的中间结点， 所述第二电压比较 器和下降沿检测电路的输出端均与逻辑驱动电路连接 ； 所述逻辑驱动电路还具备以下功能 ： 当第二电压比较器检测到基准电压低于被比较电 压时， 功率开关管开启。 0033 如图2示出的具体实施方式中， 电阻串由电阻R4和R6组成， 电阻串与电感L并联， R4 和 R6 的公共端， 即中间结点作为采样点连接到第二电压比较器。

22、的输入端。 0034 如图 3 所示， 在功率开关管 Q 导通期间， 电感 L 上的电流 IPK从 0 线性增加到峰值， 即 0 到 T1 或 T3 到 T4 阶段， 当 Q 被关断时续流二极管 D 开启续流， 存储在电感中的能量逐 步释放， 电流开始从峰值线性降到 0， 即 T1 到 T2 阶段， 当电流降低为 0 时， T2-T3 时刻内， 电 感L1会与输出电容C1发生振荡 ； 分压电阻R4、 R6对电感电压进行分压， 当第二电压比较器 检测到 ZCD 端电压 VZCD下降到低于第二基准电压时， 逻辑驱动电路则开启功率开关管， 使 Q 进入下一次导通状态 ； 每一次 Q 的开启总是在电感。

23、电压低的谷底导通。 0035 由于功率开关管 Q 由于宽长比很大， 在漏源极之间存在一个不可忽略的寄生电容 “Cds” ， 由电容储能公式 “” 可知在功率开关管开启时漏源电压越高， 存储的能量 越大 ； 上述将 Q 的源漏两端承受较低的电压时开启， 设定功率开关管的每一次开启都是在 漏源电压 Vdc电压最小时发生的， 从而减小了 Q 的开通损耗， 提高了系统效率。 0036 第二基准电压的值一般较低， 取值范围通常在 0-100 毫伏， 由于第一基准电压和 第二基准电压均为恒定值， 第一基准电压和第二基准电压可以利用同一基准电压源， 例如 带隙基准电压通过电阻分压产生， 以简化电路设计。同时。

24、使得两个基准电压随集成电路工 艺的偏差方向一致， 有利于电路稳定工作。 0037 前文所述的为本发明的各个优选实施例， 各个优选实施例中的优选实施方式如果 说 明 书 CN 103547042 A 6 5/5 页 7 不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提， 各个优选实施方式都可以任意叠加组合 使用， 所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明人的发明验证过程， 并 非用以限制本发明的专利保护范围， 本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准， 凡 是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化， 同理均应包含在本发明的保护范 围内。 说 明 书 CN 103547042 A 7 1/2 页 8 图 1 图 2 说 明 书 附 图 CN 103547042 A 8 2/2 页 9 图 3 说 明 书 附 图 CN 103547042 A 9 。