基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DCDC变换器.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 104218798 A (43)申请公布日 2014.12.17 CN 104218798 A (21)申请号 201410477603.0 (22)申请日 2014.09.18 H02M 3/155(2006.01) (71)申请人 天津大学 地址 300072 天津市南开区卫津路 92 号 (72)发明人 王议锋 薛利坤 王成山 王萍 (74)专利代理机构 天津市北洋有限责任专利代 理事务所 12201 代理人 李丽萍 (54) 发明名称 基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC 变换器 (57) 摘要 本发明公开了一种基于开关电容和耦合电 感的高电压增。

2、益双向 DC-DC 变换器， 由交错并联 Boost 变换器和耦合电感以及开关电容组合而 成 ； 其电路包括 N/2 个耦合电感 T1L1、 L2， T2L3、 L4T(n/2)L(n-1)、 Ln ； 2N 个高频功率开关 S1， S2Sn及 Q1， Q2Qn； N-1 个高频开关电容 C1， C2C(n-1)； 两个输入、 输出滤波电容 CL和 CH。可 有效地降低低压侧功率器件的电流应力和高压侧 功率器件的电压应力， 采用耦合电感进一步降低 输入电流纹波和电感体积， 提高变换器效率， 实现 了高效率、 高电压增益的双向DC-DC能量变换。 本 发明交错并联、 磁集成和开关电容技术的结合，。

3、 使 得本发明中的新型拓扑不仅具备了交错并联变换 器的特性， 如低输入电流纹波、 易于 EMI 设计等特 点， 还达到了输入输出电压大变比及更低的开关 电压应力的目的。 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 9 页 附图 4 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书9页 附图4页 (10)申请公布号 CN 104218798 A CN 104218798 A 1/2 页 2 1. 一种基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC 变换器， 其特征在于， 由交 错并联 Boost 变换器和耦合电感以及开关电容组合而成 ； 该高电压。

4、增益双向 DC-DC 变换器 的电路包括 N/2 个耦合电感 T1L1、 L2， T2L3、 L4T(n/2)L(n-1)、 Ln ； 2N 个高频功率开关 S1， S2Sn及 Q1， Q2Qn； N-1 个高频开关电容 C1， C2C(n-1)； 两个输入、 输出滤波电容 CL和 CH； 耦合电感 T1， T2T(N/2)的一端与低压侧滤波电容 CL相连， 连接节点记为低压侧输入 / 输出节点 L， 该低压侧输入 / 输出节点电压为 VL； 滤波电容 CL的另外一端与输入 / 输出端 的负极相连， 连接节点记为 G ； 第一高频功率开关器件 S1， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦。

5、合电感 T1的一边 L1的一端连接， 连接节点记为 N1 ； 其源极与变换器输入 / 输出端的负极相连， 连接节点记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS1； 第二高频功率开关器件 S2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T1的一边 L2的一端连接， 连接节点记为 N2 ； 其源极与变换器输入 / 输出端的负极相连， 连接节点记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS2； 第三高频功率开关器件 S3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的一边 L3的一端连接， 连接节点记为 N3 ； 其源极与变换器输入 / 输出端的负极相连， 连接节点记为 。

6、G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS3； 第四高频功率开关器件 S4， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的一边 L4的一端连接， 连接节点记为 N4 ； 其源极与变换器输入 / 输出端的负极相连， 连接节点记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS4； 以此类推 ： 第 N 个高频功率开关器件 Sn， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T(n/2) 的一边 Ln的一端连接， 连接节点记为 Nn； 其源极与变换器输入 / 输出端的负极相连， 连接节 点记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GSn； 第 (N+1) 个高频功率开关器件 Q1，。

7、 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一开关电容 C1 的一端连接， 连接节点记为 M1 ； 其源极与第一高频功率开关器件 S1的漏极相连， 连接节点 记为 N1 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ1； 第 (N+2) 个高频功率开关器件 Q2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第二开关电容 C2 的一端连接， 连接节点记为M2 ； 其源极与第一开关电容C1的一端相连， 连接节点记为M1 ； 其 栅极接控制器发出的控制信号 GQ2； 第 (N+3) 个高频功率开关器件 Q3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第三开关电容 C3 的一端连接， 连接节点记为M3 ； 其源极与第二开关。

8、电容C2的一端相连， 连接节点记为M2 ； 其 栅极接控制器发出的控制信号 GQ3； 以此类推 ： 第2N个高频功率开关器件Qn， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与高压侧滤波电容CH的 一端连接， 连接节点记为 H， 该高压侧输入 / 输出节点电压为 VH； 第 2N 个高频功率开关器件 Qn的源极与第 N-1 个开关电容的一端相连， 连接节点记为 M(n-1) ； 其栅极接控制器发出的 控制信号 GQn； 第一开关电容 C1的两端分别连接至节点 N2 和 M1 ； 权 利 要 求 书 CN 104218798 A 2 2/2 页 3 第二开关电容 C2的两端分别连接至节点 N3 和 M2。

9、 ； 第三开关电容 C3的两端分别连接至节点 N4 和 M3 ； 以此类推 ： 第 N-1 个开关电容 C(n-1)的两端分别连接至节点 Nn 和 M(n-1) ； 输出滤波电容CH的两端分别连接至变换器高压侧输入/输出节点H和变换器输入/输 出端的负极 G。 2. 根据权利要求 1 所述基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC 变换器， 其 特征在于， 低压侧输入 / 输出电压 VL小于高压侧输入 / 输出电压 VH。 3. 根据权利要求 1 或 2 所述基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC 变换 器， 其特征在于， 高电压增益双向 DC-DC 变换器的前级电路是一电。

10、压为 12V 至 48V 的储能装 置或直流电源， 高电压增益双向 DC-DC 变换器的后级电路是一电压为 380V 至 650V 的直流 母线或直流变换器。 权 利 要 求 书 CN 104218798 A 3 1/9 页 4 基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC 变换器 技术领域 0001 本发明涉及高电压增益和双向直流 - 直流变换器技术领域， 是一种新型的具有电 路结构简单、 开关器件电压 / 电流应力低、 较高效率、 可以实现升压比灵活拓展的电路。 背景技术 0002 随着传统化石能源 ( 如石油、 煤炭、 天然气等 ) 的迅速消耗， 以及由此带来的世界 能源危机和环境。

11、污染等问题的日益加剧， 合理开发和利用绿色可再生能源已成为人类的迫 切需要。随着传统化石能源 ( 如石油、 煤炭、 天然气等 ) 的迅速消耗， 以及由此带来的世界 能源危机和环境污染等问题的日益加剧， 合理开发和利用绿色可再生能源已成为人类的迫 切需要。 对于可再生能源而言， 太阳能光伏发电、 风力发电和燃料电池动力系统受到了人们 越来越多的重视， 而如何将这些新能源并网发电， 变换为用户可以直接利用的电能， 是分布 式发电领域主要的研究方向。储能装置在分布式可再生能源并网发电系统中扮演至关重 要的角色， 为了解决储能装置并联时的低电压和并网所需高电压之间的电压水平不匹配问 题， 需要用到高电。

12、压增益型双向 DC-DC 储能变换器。 0003 正是上述需求使得高电压增益、 高效率及较大功率双向 DC-DC 变换器研究工作变 得紧迫， 并具有重要的工业实用价值。近年来， 国内外的许多学者和专家就如何实现高增 益、 高效率、 较大功率的能量变换， 在隔离型和非隔离型 DC-DC 变换器领域进行了大量的研 究工作， 并取得了一定的研究成果。其主要的相关研究成果分别叙述如下 ： 0004 传统的高电压增益电路拓扑主要包括高频隔离拓扑， 开关电容或开关电感拓扑， 耦合电感拓扑和基于电容 - 二极管的倍压拓扑等。其中， 有研究针对隔离型双向 DC-DC 变 换器的结构特点分别提出了一种新型零电压。

13、开关双向 DC-DC 变换器和单端正激带同步整 流技术的双向DC-DC变换器， 此类隔离型双向DC-DC变换器由于拓扑结构中变压器的存在， 虽然能够实现大变换比的功能， 但其体积和成本较大， 且易出现磁饱和现象， 因而在一些储 能系统中并不适用 ； 针对非隔离拓扑， 有研究提出了一种非隔离双向直流变换器， 该电路在 引入了一个耦合电感后， 消除了开关器件寄生体二极管的反向恢复问题， 但该变换器并没 有解决输入 / 输出电流纹波大的问题。同时， 在非隔离变换器拓扑中， 开关电容变换器由于 具有重量轻、 功率密度高等优点而被广泛采用。然而， 开关电容充 / 放电过程中各功率器件 上存在较大的电流冲。

14、击， 为了解决这个问题， 研究人员提出了一类升压型开关电容谐振变 换器， 后来又提出了一种基于开关电容的双向谐振变换器。 上述方案， 可以实现高电压增益 和零电流软开关， 但是， 极大的输入电流纹波， 使得这些拓扑仅适用于小功率应用场合。 0005 近年来， 低压、 大功率电源系统的广泛使用使得交错并联技术得到了快速的发展。 交错并联技术因其具有低电流纹波、 易于电磁干扰设计、 动态响应快等特点而常被应用于 一些电流较大的场合。 目前已有较多研究在燃料电池和电动汽车等不同领域应用了交错并 联技术， 其主要原因是因为交错并联技术应用于双向 DC-DC 变换器中不仅可以有效地降低 变换器开关器件的。

15、开关电流应力与输入 / 输出电流的纹波， 还有益于提高变换器的动态响 应及变换器的效率。从诸多文献来看， 传统的交错并联结构双向 DC-DC 变换器虽然具有结 说 明 书 CN 104218798 A 4 2/9 页 5 构简单， 可靠性高等特点， 但该电路存在以下缺点 ： 0006 开关器件电压应力为高压侧电压 VH， 当 VH较高时不利于开关器件的选取 ； 0007 各模块电感电流不能自动均流， 需进行均流处理 ； 0008 在一些输入输出电压变换比大的场合， 开关器件需要工作在极端占空比状态， 不利于变换器效率的提高， 且限制了开关器件工作频率的提升。 0009 2013 年重庆大学提出。

16、了一种带开关电容网络的两相交错并联型高增益 Boost 变 换器， 并对其工作原理和各功率开关器件电压应力进行了分析。在此基础上提出了一种基 于开关电容的 2 相交错并联双向变换器， 能够减小输入电流纹波和开关器件电压应力， 并 实现能量的双向流动。但较大的电感量和输入、 输出滤波电容导致其自动均流的动态特 性较差， 变换器易出现电流尖峰甚至失稳， 另外其升压 / 降压模式下其最高效率仅 91和 90。 0010 根据上述问题， 高电压增益双向 DC-DC 变换器还需进一步提高变换器的电压增 益、 效率和功率密度， 减小功率器件的电压 / 电流应力。 发明内容 0011 本发明针对现有技术存在。

17、的上述不足， 提出了一种基于开关电容和耦合电感的高 电压增益双向 DC-DC 变换器， 可有效地降低低压侧功率器件的电流应力和高压侧功率器 件的电压应力， 采用耦合电感进一步降低输入电流纹波和电感体积， 提高变换器效率， 实 现了高效率、 高电压增益的双向 DC-DC 能量变换。本发明高电压增益双向 DC-DC 变换器 的电路结构虽然与传统的交错并联双向 DC-DC 变换器的电路结构类似， 但拓扑增加了串 联的开关电容， 并变换了其中悬浮开关器件的位置。高电压增益双向 DC-DC 变换器可从 2 相并联扩展至 N 相并联 (N 为正的偶数 )， 以 4 相并联为例， 1,3 相与 2,4 相的。

18、驱动信号完 全相同， 1,2 相和 3,4 相分别共用一个耦合电感。交错并联、 磁集成和开关电容技术的结 合， 使得本发明中的新型拓扑不仅具备了交错并联变换器的特性， 如低输入电流纹波、 易于 EMI(Electro-Magnetic Interference) 设计等特点， 还达到了输入输出电压大变比及更低 的开关电压应力的目的。 0012 为了解决上述技术问题， 本发明基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC 变换器由交错并联 Boost 变换器和耦合电感以及开关电容组合而成 ； 该高电压增益 双向 DC-DC 变换器的电路包括 N/2 个耦合电感 T1L1、 L2， T2L3、。

19、 L4T(n/2)L(n-1)、 Ln ； 2N 个高频功率开关 S1， S2Sn及 Q1， Q2Qn； N-1 个高频开关电容 C1， C2C(n-1)； 两个输 入、 输出滤波电容 CL和 CH； 0013 耦合电感 T1， T2T(N/2)的一端与低压侧滤波电容 CL相连， 连接节点记为低压侧 输入 / 输出节点 L， 低压侧输入 / 输出节点电压为 VL， 滤波电容 CL 的另外一端与输入 / 输 出端的负极相连， 连接节点记为 G ； 0014 第一高频功率开关器件 S1， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T1的 一边L1的一端连接， 连接节点记为N1 ； 其源极与。

20、变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS1； 0015 第二高频功率开关器件 S2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T1的 一边L2的一端连接， 连接节点记为N2 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 说 明 书 CN 104218798 A 5 3/9 页 6 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS2； 0016 第三高频功率开关器件 S3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的 一边L3的一端连接， 连接节点记为N3 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为。

21、 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS3； 0017 第四高频功率开关器件 S4， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的 一边L4的一端连接， 连接节点记为N4 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS4； 0018 以此类推 ： 0019 第 N 个高频功率开关器件 Sn， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T(n/2)的一边Ln的一端连接， 连接节点记为Nn； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连 接节点记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GSn； 0020 第 (N+1)。

22、 个高频功率开关器件 Q1， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一开关电 容 C1的一端连接， 连接节点记为 M1 ； 其源极与第一高频功率开关器件 S1的漏极相连， 连接 节点记为 N1 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ1； 0021 第 (N+2) 个高频功率开关器件 Q2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第二开关电 容 C2的一端连接， 连接节点记为 M2 ； 其源极与第一开关电容 C1的一端相连， 连接节点记为 M1 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ2； 0022 第 (N+3) 个高频功率开关器件 Q3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第三开关电 容 C3。

23、的一端连接， 连接节点记为 M3 ； 其源极与第二开关电容 C2的一端相连， 连接节点记为 M2 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ3； 0023 以此类推 ： 0024 第2N个高频功率开关器件Qn， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与高压侧滤波电容 CH的一端连接， 连接节点记为 H， 该高压侧输入 / 输出节点电压为 VH； 第 2N 个高频功率开关 器件 Qn的源极与第 N-1 个开关电容的一端相连， 连接节点记为 M(n-1) ； 其栅极接控制器发 出的控制信号 GQn； 0025 第一开关电容 C1的两端分别连接至节点 N2 和 M1 ； 0026 第二开关电容 C2的两端分。

24、别连接至节点 N3 和 M2 ； 0027 第三开关电容 C3的两端分别连接至节点 N4 和 M3 ； 0028 以此类推 ： 0029 第 N-1 个开关电容 C(n-1)的两端分别连接至节点 Nn 和 M(n-1) ； 0030 输出滤波电容 CH 的两端分别连接至变换器高压侧输入 / 输出节点 H 和变换器输 入 / 输出端的负极 G。 0031 进一步讲， 低压侧输入 / 输出端电压 VL小于高压侧输入 / 输出端电压 VH。 0032 更进一步地， 上述高电压增益双向 DC-DC 变换器电路的前级电路可以是较低电压 ( 例如 12V 至 48V) 的储能装置， 或者其他低压直流电源等。

25、 ； 后级电路可以是较高电压 ( 例 如 380V 至 650V) 的直流母线或其他形式的直流变换器。 0033 与现有技术相比， 本发明的有益效果是 ： 0034 1.本发明由交错并联Boost变换器和耦合电感以及开关电容组合而成。 由于输入 端交错并联电感的存在使得输入电流纹波小， 由于每个耦合电感分为两相， 各相之间功率 说 明 书 CN 104218798 A 6 4/9 页 7 开关器件的驱动信号相位相差 180 度， 使得输入电流的纹波互补， 纹波频率加倍， 并且多路 输入通道使得每通道的平均电流为总输入电流的 1/N， 电感体积可明显减小。 0035 2.本发明中各开关电容的电流。

26、应力较低。 纯粹的开关电容电路中电容充放电电流 脉动大， 会影响开关电容的使用寿命， 而本发明中各开关电容与滤波电感串联， 各开关电容 上的电流等于流过相应电感上的电流， 由于电感电流脉动较小， 使得所要求的开关电容容 量减小， 且有利于开关电容使用寿命的延长。 0036 3. 本发明中由于开关电容的存在使得电感电流可实现自动均流， 这样就避免了交 错并联拓扑中各电感量差异所造成的均流问题， 理论上， 该类电路无需额外的均流控制或 均流电路。 0037 4. 本发明中各功率开关器件的电压应力较低， 理论上各功率开关器件的最大电压 应力为 VH/2。 0038 5. 本发明中各功率开关器件的控制。

27、时序简单， 只要求同一耦合电感两个绕组对应 通道的驱动信号相位相差 180 度， 并且升压模式 (VL VH) 时每相驱动占空比大于 50， 或 者降压模式 (VH VL) 时每相驱动占空比小于 50即可。 0039 6. 本发明的高电压增益双向 DC-DC 变换器拓扑具有较强的可拓展性和实用性， 其 驱动信号最少为四路， 一般的单片机或 DSP 数字控制器均可满足要求， 使用者可根据需要 灵活选择对拓扑的通道数进行缩减或增加。 0040 7. 本发明具有通用性， 可以应用到分布式发电中的蓄电池储能装置、 电动汽车中 的蓄电池充放电控制器、 以及开关电源等多种需要高电压增益和双向功率流的场合。。

28、 附图说明 0041 图 1 本发明基于开关电容和耦合电感的 N 相交错并联型高电压增益双向 DC-DC 变 换器电路结构图 ； 0042 图 2 本发明基于开关电容和耦合电感的 4 相交错并联型高电压增益双向 DC-DC 变 换器电路结构图 ； 0043 图 3 是图 2 所示高电压增益双向 DC-DC 变换器在连续电感电流且升压模式下的稳 态工作波形图 ； 0044 图 4 是图 2 所示高电压增益双向 DC-DC 变换器在连续电感电流且降压模式下的稳 态工作波形图。 具体实施方式 0045 下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案作进一步详细描述。 0046 如图1所示， 本发明基于开关。

29、电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换器， 其 电路的结构是 ： 包括 N/2 个耦合电感 0047 T1L1、 L2， T2L3、 L4T(n/2)L(n-1)、 Ln ； 2N 个高频功率开关 S1， S2Sn及 Q1， Q2Qn； N-1 个高频开关电容 C1， C2C(n-1)； 以及两个输入、 输出滤波电容 CL和 CH； 0048 耦合电感 T1， T2T(N/2)的一端与低压侧滤波电容 CL相连， 连接节点记为低压侧 输入 / 输出节点 L， 低压侧输入 / 输出节点电压为 VL， 滤波电容 CL的另外一端与输入 / 输出 端的负极相连， 连接节点记为 G ； 说 明 书 。

30、CN 104218798 A 7 5/9 页 8 0049 第一高频功率开关器件 S1， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T1的 一边L1的一端连接， 连接节点记为N1 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS1； 0050 第二高频功率开关器件 S2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T1的 一边L2的一端连接， 连接节点记为N2 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS2； 0051 第三高频功率开关器件 S3， 其具有源极、 漏极。

31、和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的 一边L3的一端连接， 连接节点记为N3 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS3； 0052 第四高频功率开关器件 S4， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的 一边L4的一端连接， 连接节点记为N4 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS4； 0053 以此类推 ： 0054 第 N 个高频功率开关器件 Sn， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T(n/2)的一边 Ln的一端连接， 连接节点。

32、记为 Nn ； 其源极与变换器输入 / 输出端的负极相连， 连接节点记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GSn； 0055 第 (N+1) 个高频功率开关器件 Q1， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一开关电 容 C1的一端连接， 连接节点记为 M1 ； 其源极与第一高频功率开关器件 S1的漏极相连， 连接 节点记为 N1 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ1； 0056 第 (N+2) 个高频功率开关器件 Q2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第二开关电 容 C2的一端连接， 连接节点记为 M2； 其源极与第一开关电容 C1的一端相连， 连接节点记为 M1 ； 其栅极。

33、接控制器发出的控制信号 GQ2； 0057 第 (N+3) 个高频功率开关器件 Q3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第三开关电 容 C3的一端连接， 连接节点记为 M3 ； 其源极与第二开关电容 C2的一端相连， 连接节点记为 M2 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ3； 0058 以此类推 ： 0059 第2N个高频功率开关器件Qn， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与高压侧滤波电容 CH的一端连接， 连接节点记为 H， 该高压侧输入 / 输出节点电压为 VH； 其源极与第 N-1 个开 关电容的一端相连， 连接节点记为 M(n-1) ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQn；。

34、 0060 第一开关电容 C1的两端分别连接至节点 N2 和 M1 ； 0061 第二开关电容 C2的两端分别连接至节点 N3 和 M2 ； 0062 第三开关电容 C3的两端分别连接至节点 N4 和 M3 ； 0063 以此类推 ： 0064 第 N-1 个开关电容 C(n-1)的两端分别连接至节点 Nn 和 M(n-1) ； 0065 输出滤波电容 CH的两端分别连接至变换器高压侧输入 / 输出节点 H 和变换器输 入 / 输出端的负极 G。 0066 进一步地， 所述的低压侧输入 / 输出端电压 VL小于高压侧输入 / 输出端电压 VH。 0067 本发明基于开关电容和耦合电感的高电压增。

35、益双向 DC-DC 变换器的工作原理在 于 ： 通过对第一、 第二和第 2N 个高频功率开关 S1、 S2Sn， Q1、 Q2和 Qn的控制， 实 说 明 书 CN 104218798 A 8 6/9 页 9 现本发明的两种工作模式， 具体如下 ： 0068 (1) 升压模式 ： 此时， 第一、 第二第 N 个高频功率开关 S1、 S2和 Sn为主控开 关且控制信号占空比大于 50， 第 n+1、 n+2和第 2N 个高频功率开关 Q1、 Q2和 Qn的 控制信号与 S1、 S2和 Sn的控制信号分别互补。第一、 第三和第 n-1 个高频功率开关 的驱动控制信号相同， 第二、 第四和第 n 个。

36、高频功率开关的驱动控制信号相同， 且两者 相位相差180度。 当控制器控制高频功率开关S1、 S2和Sn全部导通， 则各电感L1、 L2 Ln均储能 ； 当控制器控制第一、 第三和第 N-1 个高频功率开关 S1、 S3和 S(n-1)导通， 而第二、 第四第 n 个高频功率开关 S2、 S4Sn关断时， 则电感 L1、 L3和 L(n-1)储能， 而电感 L2、 L4和 Ln则通过对应的开关电容 C1、 C2、 Cn-1 和输出滤波电容 CH放电， 功 率经由低压输入 / 输出端 VL变换至高压输入 / 输出端 VH， 实现低压直流能量的升压变换 ； 0069 (2) 降压模式 ： 此时， 。

37、第 n+1、 n+2和第 2N 个高频功率开关 Q1、 Q2和 Qn为主 控开关且控制信号占空比小于 50， 第 n+1、 第 n+2第 2N 个高频功率开关 Q1、 Q2和 Qn的控制信号与 S1、 S2和 Sn的控制信号分别互补。第 n+1、 第 n+3和第 2n-1 个高 频功率开关的驱动控制信号相同， 第n+2、 第n+4和第2n个高频功率开关的驱动控制信 号相同， 且两者相位相差 180 度。当控制器控制高频功率开关 Q1、 Q2和 Qn全部关断， 则 各电感 L1、 L2Ln均工作在续流状态 ； 当控制器控制第 n+2、 第 n+4和第 2N 个高频功 率开关 Q2、 Q4和 Qn。

38、导通， 而第 n+1、 第 n+3和第 2N-1 个高频功率开关 Q1、 Q3和 Q(n-1)关断时， 则电感 L1、 L3和 L(n-1)续流， 而电感 L2、 L4和 Ln则通过对应的开关电容 C1、 C2、 Cn-1和低压侧滤波电容 CL储能， 功率经由高压输入 / 输出端 VH变换至低压输入 / 输出端 VL， 实现高压直流能量的降压变换 ； 0070 本发明提出的高电压增益双向 DC-DC 变换器可以具有任意大于 2 的偶数通道， 为 了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案， 如图2所示， 以4相交错并联型高电压增益 双向 DC-DC 变换器为例， 结合图 3 和图 4 具体分析其。

39、稳态工作过程。 0071 如图 2， 该 4 相交错并联型高电压增益双向 DC-DC 变换器的电路中， 包括 2 个耦合 电感 T1L1、 L2， T2L3、 L4 ； 8 个高频功率开关 S1， S2、 S3、 S4及 Q1， Q2、 Q3、 Q4； 3 个高频开关电 容 C1， C2和 C3； 以及两个输入、 输出滤波电容 CL和 CH； 0072 耦合电感 T1， T2的一端与低压侧滤波电容 CL相连， 连接节点记为低压侧输入 / 输 出节点 L， 滤波电容 CL的另外一端与输入 / 输出端的负极相连， 连接节点记为 G ； 0073 第一高频功率开关器件 S1， 其具有源极、 漏极和栅。

40、极， 其漏极与第一耦合电感 T1的 一边L1的一端连接， 连接节点记为N1 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS1； 0074 第二高频功率开关器件 S2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T1的 一边L2的一端连接， 连接节点记为N2 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS2； 0075 第三高频功率开关器件 S3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的 一边L3的一端连接， 连接节点记为N3 ； 其源极与变换器输入/输出端的。

41、负极相连， 连接节点 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS3； 0076 第四高频功率开关器件 S4， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一耦合电感 T2的 一边L4的一端连接， 连接节点记为N4 ； 其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点 说 明 书 CN 104218798 A 9 7/9 页 10 记为 G ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GS4； 0077 第五个高频功率开关器件 Q1， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第一开关电容 C1 的一端连接， 连接节点记为 M1 ； 其源极与第一高频功率开关器件 S1的漏极相连， 连接节点 记为 N1 ； 其栅。

42、极接控制器发出的控制信号 GQ1； 0078 第六个高频功率开关器件 Q2， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第二开关电容 C2 的一端连接， 连接节点记为M2 ； 其源极与第一开关电容C1的一端相连， 连接节点记为M1 ； 其 栅极接控制器发出的控制信号 GQ2； 0079 第七个高频功率开关器件 Q3， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与第三开关电容 C3 的一端连接， 连接节点记为M3 ； 其源极与第二开关电容C2的一端相连， 连接节点记为M2 ； 其 栅极接控制器发出的控制信号 GQ3； 0080 第八个高频功率开关器件 Q4， 其具有源极、 漏极和栅极， 其漏极与高压侧滤波电容。

43、 CH的一端连接， 连接节点记为 H ； 其源极与第三开关电容 C3的一端相连， 连接节点记为 M3 ； 其栅极接控制器发出的控制信号 GQ4； 0081 第一开关电容 C1的两端分别连接至节点 N2 和 M1 ； 0082 第二开关电容 C2的两端分别连接至节点 N3 和 M2 ； 0083 第三开关电容 C3的两端分别连接至节点 N4 和 M3 ； 0084 输出滤波电容 CH的两端分别连接至变换器高压侧输入 / 输出节点 H 和变换器输 入 / 输出端的负极 G。 0085 如图 3， 在连续电感电流且升压模式下， 将电路分为四个工作模态 ： 0086 模态 a(t0 t1) ： 第一、。

44、 第三高频功率开关器件 S1， S3导通， 第二、 第四高频功率开 关器件 S2， S4关断。电感 L1， L3由低压侧电源 VL充电， 电感电流 iL1， iL3线性上升， 耦合电感 的作用使得 iL1， iL3上升斜率变缓。电感 L2和第一开关电容 C1释放能量给第二开关电容 C2 充电。电感 L4和第三开关电容 C3则在释放能量给高压侧滤波电容 CH充电。电感电流 iL2， iL4线性下降， 耦合电感的作用使得 iL2， iL4下降斜率变陡。此模态下， 第一、 第三开关电容 C1， C3放电。第二电容 C2， 高压侧滤波电容 CH充电。 0087 模态 b(t1 t2) ： 第一、 二、。

45、 三和第四高频功率开关器件 S1， S2， S3， S4导通， 电感 L1， L2， L3， L4由低压侧电源VL充电， 电感电流iL1， iL2， iL3， iL4线性上升， 耦合电感的作用使得iL1， iL2， iL3， iL4上升斜率变陡。第五、 六、 七和第八高频功率开关器件 Q1、 Q2、 Q3、 Q4因为承受反 向压降而自然关断， 第一、 二和第三开关电容上电流为 0。负载由高压侧滤波电容 CH供电。 0088 模态 c(t2 t3) ： 第一、 第三高频功率开关器件 S1， S3关断， 第二、 第四高频功率开 关器件 S2， S4导通。电感 L2， L4由低压侧电源 VL通过第二。

46、、 第四高频功率开关器件 S2， S4充 电， 电流 iL2， iL4线性上升， 耦合电感的作用使得 iL2， iL4上升斜率变缓。L1通过第五高频功 率开关器件 Q1释放能量给第一开关电容 C1充电。电感 L3与第二开关电容 C2， 以及低压侧 电源 VL串联， 通过第七高频功率开关器件 Q3共同给第三开关电容 C3充电， 电感 L3， 第二开 关电容 C2释放能量。电感电流 iL1， iL3线性下降， 耦合电感的作用使得 iL1， iL3下降斜率变 陡。第一、 第三开关电容 C1， C3充电。第二开关电容 C2放电。第六、 第八高频功率开关器件 Q2,Q4因为承受反向压降而截止， 负载由高。

47、压侧滤波电容 CH提供能量。 0089 模态 d(t3 t4) ： 电路工作状态与模态 2 相同， 第一、 二、 三和第四高频功率开关器 件 S1， S2， S3和 S4导通。电感 L1， L2， L3， L4由低压侧电源 VL充电， 电感电流 iL1， iL2， iL3， iL4 说 明 书 CN 104218798 A 10 8/9 页 11 线性上升， 耦合电感的作用使得 iL1， iL2， iL3， iL4上升斜率变陡。 0090 所述的 4 相交错并联型高电压增益双向 DC-DC 变换器相比于基本的交错并联 Boost 升压 DC 变换器具有 4 倍的增益比， 且该变换器的 4 相输。

48、入电流在第一、 二、 三和第四 功率开关器件控制信号占空比相等时具有自动的电流均衡能力。在升压模式下， 该变换器 输入端 VL连接电压供给装置 ( 如锂电池、 超级电容等 )， 输出端 VH则为电压可控的高压直 流电。 0091 如图 4， 在连续电感电流且降压模式下， 将电路分为四个工作模态 ： 0092 模态 a(t0 t1) ： 第六、 第八高频功率开关器件 Q2， Q4导通， 第五、 第七高频功率开 关器件 Q1， Q3关断。电感 L1， L3分别通过第一、 第三高频功率开关器件 S1， S3续流， 向低压侧 负载 VL释放能量， 电感电流 iL1， iL3线性下降， 耦合电感的作用使得 iL1， iL3下降斜率变缓。 第二开关电容 C2释放能量给电感 L2和第一开关电容 C1充电。高压侧滤波电容 CH释放能量 给电感 L4和第三开关电容 C3充电。电感电流 iL2， iL4线性上升， 耦合电感的作用使得 iL2， iL4上升斜率变陡。此模态下， 第一、 第三开关电容 C1， C3充电。第二电容 C2， 高压侧滤波电 容 CH放电。 0093 模态 b(t1 t2) ： 第五、 六、 七和第八高频功率开关器件 Q1， Q2， Q3和 Q4关断。电感 L1， L2， L3， L4续流， 分别通过第一。