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1、(10)申请公布号 CN 103155401 A (43)申请公布日 2013.06.12 CN 103155401 A *CN103155401A* (21)申请号 201280000444.4 (22)申请日 2012.05.23 2011-198582 2011.09.12 JP H02P 6/16(2006.01) B62D 5/04(2006.01) B62D 6/00(2006.01) B62D 101/00(2006.01) B62D 119/00(2006.01) (71)申请人 日本精工株式会社 地址 日本东京 (72)发明人 今村洋介 森坚吏 前田将宏 (74)专利代理机构。
2、 北京路浩知识产权代理有限 公司 11002 代理人 谢顺星 张晶 (54) 发明名称 电动机控制装置及电动助力转向装置 (57) 摘要 本发明提供一种电动机控制装置及装载了该 电动机控制装置的电动助力转向装置, 该电动机 控制装置, 利用一分流式对电动机的电流进行检 测, 动作音少, 减少扭矩波动。一种电动机控制装 置, 其根据 PWM 的各相占空比指令值, 利用变换器 驱动控制电动机的同时, 用一分流式电流检测器 检测所述电动机的各相电动机电流, 所述电动机 控制装置具备电流检测校正单元, 该电流检测校 正单元根据变换器的电源电压、 各相占空比指令 值、 电动机的反向电压信息、 用电流检测。
3、器检测到 的各相电动机电流、 PWM 的配置信息以及电动机 的电特性公式计算电流检测校正值, 根据电流检 测校正值, 将电流检测器检测出的各相电动机电 流校正到电动机平均电流, 并驱动控制电动机。 (30)优先权数据 (85)PCT申请进入国家阶段日 2012.06.27 (86)PCT申请的申请数据 PCT/JP2012/063168 2012.05.23 (87)PCT申请的公布数据 WO2013/038753 JA 2013.03.21 (51)Int.Cl. 权利要求书 1 页 说明书 12 页 附图 10 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书1页。
4、 说明书12页 附图10页 (10)申请公布号 CN 103155401 A CN 103155401 A *CN103155401A* 1/1 页 2 1. 一种电动机控制装置, 其根据 PWM 的各相占空比指令值利用变换器驱动控制电动 机, 同时利用一分流式电流检测器检测所述电动机的各相电动机电流, 其特征在于, 所述电 动机控制装置具备电流检测校正单元, 该电流检测校正单元根据所述变换器的电源电压、 所述各相占空比指令值、 所述电动机的反向电压信息、 用所述电流检测器检测出的所述各 相电动机电流、 所述 PWM 的配置信息以及所述电动机的电特性公式, 计算电流检测校正值 ; 根据所述电流。
5、检测校正值, 将所述电流检测器检测到的所述各相电动机电流校正到电 动机平均电流来驱动控制所述电动机。 2. 根据权利要求 1 所述的电动机控制装置, 其特征在于, 通过将所述电流检测校正值 加到用所述电流检测器检测到的所述各相电动机电流中来进行所述校正。 3.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置, 其特征在于, 所述电流检测校正单元计 算电流检测定时与一个PWM周期内的规定定时之间的各相PWM导通或断开图形及其持续时 间, 根据所述电特性公式计算以相电流标准值为基准的电流变化量, 从所述电流变化量计 算一个 PWM 周期内的所述电动机平均电流, 据此求出所述电流检测校正值。 4.根据权利要求。
6、3所述的电动机控制装置, 其特征在于, 所述规定定时是在一个PWM周 期内各 PWM 切换的定时。 5.根据权利要求3所述的电动机控制装置, 其特征在于, 所述规定定时是一个PWM周期 内的开始点、 中间点及终点的定时。 6. 根据权利要求 1 所述的电动机控制装置, 其特征在于, 所述电流检测校正单元是由 PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元、 施加电压部分电流变化量计算单元、 电流变化量 计算单元和电流检测值计算单元构成的, 所述 PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元根 据所述各相占空比指令值及所述 PWM 的配置信息, 计算电流检测定时与一个 PWM 周期内的 规定定时之间的各相。
7、 PWM- 导通或断开图形及其持续时间 ; 所述施加电压部分电流变化量 计算单元输入所述 PWM- 导通或断开图形、 所述持续时间、 所述电源电压的检测值以及所述 反向电压信息来计算每个定时的施加电压部分电流变化量 ; 所述电流变化量计算单元根据 所述施加电压部分电流变化量及所述各相电动机电流, 计算以相电流检测值作为基准的电 流变化量 ; 所述电流检测值计算单元根据由所述电流变化量计算出一个 PWM 周期内的平均 电流, 据此求出所述电流检测校正值。 7.根据权利要求6所述的电动机控制装置, 其特征在于, 所述规定定时是在一个PWM周 期内各 PWM 切换的定时。 8.根据权利要求6所述的电。
8、动机控制装置, 其特征在于, 所述规定定时是一个PWM周期 内的开始点、 中间点以及终点的三点定时。 9. 一种电动助力转向装置, 其特征在于, 搭载了根据权利要求 18 中任意一项所述的 电动机控制装置。 权 利 要 求 书 CN 103155401 A 2 1/12 页 3 电动机控制装置及电动助力转向装置 技术领域 0001 本发明涉及用 PWM 的占空比指令值来进行驱动控制的电动机控制装置, 和利用电 动机控制装置向车辆的转向系统提供转向辅助力的电动助力转向装置。特别涉及动作音 少, 使扭矩波动减少的电动机控制装置, 和装载该电动机控制装置的电动助力转向装置。 背景技术 0002 利用。
9、电动机的旋转力辅助车辆转向系统的电动助力转向装置, 将电动机的驱动力 经减速机由齿轮或皮带等传动机构, 向转向轴或齿条轴施加辅助力。 并且, 为了向电动机提 供电流来使该电动机产生所希望的扭矩, 在电动机驱动电路上使用变换器。 0003 在此, 如图 1 所示, 对现有的电动助力转向装置的一般结构进行说明, 驾驶盘 1 的 柱轴 (转向轴) 2 经过减速齿轮 3、 万向节 4a 和 4b、 齿臂机构 5、 转向横拉杆 6a、 6b, 再通过轮 毂单元 7a、 7b 与转向车轮 8L、 8R 连接。此外, 在柱轴 2 上设有检测驾驶盘 1 的转向扭矩的 扭矩传感器 10, 对驾驶盘 1 的转向力。
10、进行辅助的电动机 20 经过减速齿轮 3 与柱轴 2 连接。 从电池 13 向控制电动助力转向装置的控制装置 (ECU) 100 供电, 同时, 经过点火开关 11 输 入点火信号。控制装置 100 基于由扭矩传感器 10 检测出的转向扭矩 T 及由车速传感器 12 检测出的车速 Vs, 进行辅助 (转向辅助) 指令的电流指令值的运算, 在电流控制单元通过对 电流指令值施加补偿等的电压指令值 E, 来控制供给电动机 20 的电流。另外, 车速 Vs 也可 以从 CAN(Controller Area Network, 控制器局域网) 等处获得。 0004 控制装置 100 主要由 CPU(也包。
11、含 MPU、 MCU) 构成, 该 CPU 内部由程序执行的一般 功能如图 2 所示。 0005 参照图 2 说明控制装置 100 的功能及动作, 由扭矩传感器 10 检测出的转向扭矩 T 和由车速传感器 12 检测出的车速 Vs 被输入到运算电流指令值 Iref1 的电流指令值运算单 元 101 中。电流指令值运算单元 101 基于输入的转向扭矩 T 和车速 Vs, 利用辅助图表等决 定作为供给电动机20的电流的控制目标值的电流指令值Iref1。 电流指令值Iref1经过加 法单元 102A 作为电流指令值 Iref2 被输入到电流限制单元 103, 限制了最大电流的电流指 令值Iref3被。
12、输入到减法单元102B, 运算Iref3与被反馈回来的电动机电流值Im之间的偏 差 Iref4 (Iref3-Im) , 该偏差 Iref4 被输入到进行 PI 控制等的电流控制单元 104。在电流 控制单元 104 改善了特性的电压指令值 E 被输入到 PWM 控制单元 105 中, 再经过作为驱动 单元的变换器 106 对电动机 20 进行 PWM 驱动。由变换器 106 内的电流检测器 106A 检测出 电动机 20 的电流值 Im, 该电流值 Im 被反馈到减法单元 102B。变换器 106 作为开关元件一 般使用 FET, 由 FET 的电桥电路构成。 0006 另外, 来自补偿单元。
13、 110 的补偿信号 CM 在加法单元 102A 进行加法运算, 由补偿信 号 CM 的加法运算可进行系统的补偿、 改善收敛性和惯性特性等。补偿单元 110 将自位扭矩 (SAT) 113 和惯性 112 在加法单元 114 进行加法运算, 该加法运算结果再与收敛性 111 在加 法单元 115 进行加法运算, 将加法单元 115 的加法运算结果作为补偿信号 CM。 0007 电动机 20 为三相 (A、 B、 C) 无刷电动机的情况下, PWM 控制单元 105 和变换器 106 说 明 书 CN 103155401 A 3 2/12 页 4 的详细结构如图 3 所示。PWM 控制单元 10。
14、5 是由占空比运算单元 105A 和门驱动单元 105B 构成, 其中占空比运算单元 105A 是将电压指令值 E 按照规定公式运算三相的 PWM 占空比指 令值 D1D6 ; 门驱动单元 105B 是用 PWM 占空比指令值 D1D6 来驱动 FET1FET6 各门的开或 关 ; 变换器 106 是由 A 相的高侧 FET1 及低侧 FET4 构成的上下分路、 由 B 相的高侧 FET2 及 低侧 FET5 构成的上下分路和 C 相的 FET3 及 FET6 构成的上下分路组成的三相桥式结构, 由 PWM 占空比指令值 D1D6 控制开或关来驱动电动机 20。 0008 并且, 设 A 相的。
15、 PWM 占空比指令值为 Da, B 相的 PWM 占空比指令值为 Db, C 相的 PWM 占空比指令值为 Dc。 0009 在这样的结构中, 虽然需要测量变换器 106 的驱动电流或电动机 20 的电动机电 流, 但作为控制装置 100 的小型化、 轻量化、 低成本的要求项目之一, 有电流检测器 106A 的 单一化 (一分流式电流检测器) 。作为电流检测器的单一化已知有一分流式电流检测器, 一 分流式的电流检测器 106A 的结构如图 4 所示。即, 在 FET 桥的底部分路与接地之间以一分 流连接有电阻 R1, 将电流流过 FET 桥时的因电阻 R1 造成的电压下降用运算增幅器 106。
16、A-1 和电阻R2R4换算为电流值Ima, 用A/D转换单元106A-2在规定的定时进行A/D转换, 输出 数字值的电流值 Im。 0010 图5是表示电源 (电池) 、 变换器106、 电流检测器106A及电动机20的接线图, 以图 6 为例, 表示 A 相高侧的 FET1 导通 (低侧的 FET4 断开) 、 B 相高侧的 FET2 断开 (低侧的 FET5 导通) 、 C 相高侧的 FET3 断开 (低侧的 FET6 导通) 状态时的电流路径 (虚线) 。另外, 图 7 是 表示, A 相高侧的 FET1 导通 (低侧的 FET4 断开) 、 B 相高侧的 FET2 导通 (低侧的 FE。
17、T5 断开) 、 C 相高侧的 FET3 断开 (低侧的 FET6 导通) 状态时的电流路径 (虚线) 。从这些图 6 和图 7 的 电流路径可知, 高侧 FET 导通的相的合计值在电流检测器 106A 中表现为检测电流。即, 在 图 6 中能够检测 A 相电流, 在图 7 中能够检测 A 相和 B 相电流。这在电流检测器 106A 连接 在变换器 106 的上段分路和电源之间的情况下也相同。 0011 据此, 任意一相为导通状态及两相为导通状态时, 可用电流检测器 106A 检测电动 机电流, 利用电流三相之和等于 0 的特性, 可检测 ABC 三相的各相电流。用一分流式的单一 电流检测器进。
18、行的电流检测, 利用上述特性能够检测各相电流。 这种情况下, 为了边除去在 FET 导通后马上流过电流检测器的环噪音 (ringing noise) 等的噪音成分边检测电流, 需 要一定的时间。即, 为了用一分流式电流检测器检测各相电动机电流, 根据各相 PWM 的配置 移动, 制作使目标相的 PWM 的导通状态保持了规定时间的状态进行电流检测, 据此来检测 各相的电动机电流。 因此, 虽然需要使一相导通状态、 二相导通状态仅持续电流检测所需时 间, 但在各相占空比均衡的情况下, 会产生不能确保该持续时间的问题。 0012 作为解决这种问题的现有技术, 有日本特开 2009-118621 号公。
19、报 (专利文献 1) 或 日本特开 2007-112416 号公报 (专利文献 2) 中所示的装置。 0013 专利文献1所公开的装置是, 当判定为电流不能检测时, 使PWM信号的相位仅移动 规定量来偏移 PWM 相位, 确保成为 “PWM 导通” 的时间仅为电流检测所需时间, 进行电流检 测。 即, 该装置具备开关个数判定装置和相位移动装置, 该开关个数判定装置是在可否检测 电流判定装置判定为电流不能检测的情况下, 判定上分路开关元件导通的个数为偶数还是 奇数 ; 该相位移动装置是, 开关个数判定装置判定为偶数的情况下, 使规定相的 PWM 信号向 规定的移动方向仅移动规定量, 判定为奇数的。
20、情况下, 使规定相的 PWM 信号向反方向仅移 说 明 书 CN 103155401 A 4 3/12 页 5 动规定量, 或者, 使各相的PWM信号中占空比的大小最大的PWM信号的相位向规定的移动方 向仅移动规定量, 占空比的大小最小的 PWM 信号的相位向反方向仅移动规定量。 0014 另外, 专利文献 2 所公开的装置, 在各相 PWM 中, 分别拥有相位不同的履历, 进行 PWM 输出, 从而偏移 PWM 相位, 确保成为 “PWM 导通” 的时间仅为电流检测所需的时间, 进行 电流检测。 即, 在电动机驱动电路和接地之间的电流路径上, 设置用于检测流过该电流路径 的电流值的单一的电流。
21、传感器, 偏移用于生成各相 PWM 信号的锯齿波的相位, 偏移各相 PWM 信号向低电平下降的定时, 据此, 基于在V相PWM信号下降至低电平后到时间经过的期间内 的电流传感器的输出信号, 得到流过电动机的 U 相电流的值。 0015 专利文献 1 和 2 的装置均为通过偏移 PWM 相位使得一相导通状态和二相导通状态 仅维持电流检测所需时间来进行电流检测, 从而可用一分流式电流检测器检测电动机的各 相电流。 0016 现有技术文献 0017 专利文献 0018 专利文献 1 : 日本特开 2009-118621 号公报 0019 专利文献 2 : 日本特开 2007-112416 号公报 发。
22、明内容 0020 发明所要解决的技术问题 0021 可是, 专利文献 1 及 2 的装置均存在, 因有意维持一相导通状态及二相导通状态, 而出现在电流检测定时时的电动机电流值因电流瞬态响应特性与在一个 PWM 周期内的电 动机电流平均值为不同值的问题。 0022 图 8 表示, 用三分流式进行电流检测情况下的现有的 PWM 驱动时的 PWM (A 相 PWM、 B 相 PWM、 C 相 PWM) 和与其对应的电动机电流 (A 相电流、 B 相电流、 C 相电流) 变化的情形, 表示为 PWM 周期中心的时刻 t1 是全相电流检测的定时。另外, A 相电流的虚线表示 A 相平 均电流, B 相电。
23、流的虚线表示 B 相平均电流, C 相电流的虚线表示 C 相平均电流。在该三分 流式电流检测中, 虽然一个 PWM 周期内的电流变动小, 各相平均电流与各相电流检测值的 差值小, 但存在需要三相检测器的问题。 0023 图 9 表示, 用一分流式进行电流检测情况下的 PWM(A 相 PWM、 B 相 PWM、 C 相 PWM) 和与其对应的电动机电流 (A 相电流、 B 相电流、 C 相电流) 变化的情形, PWM 周期中心用时刻 t1 表示。另外, A 相电流的虚线表示 A 相平均电流, B 相电流的虚线表示 B 相平均电流, C 相 电流的虚线表示 C 相平均电流。在一分流式的电流检测中,。
24、 由于检测定时如时刻 t2、 t3 那 样变动, 所以存在如本例的 A 相电流所示那样, 在一个 PWM 周期内的电流变动变大的问题。 另外, 输入 B 相 PWM 的时刻 t2 为 A 相电流检测定时, 输入 C 相 PWM 的时刻 t3 为 C 相电流检 测定时, 相对于瞬间的检测定时, 电动机平均电流是在一个 PWM 周期内被算出的, 所以检测 定时不能测量平均电流, 检测出的电流值和平均电流之间产生误差。因此需要进行校正处 理, 图 9 表示对 A 相电流用校正量 CR1 进行校正, 对 C 相电流用校正量 CR2 进行校正。 0024 常规电动机的控制装置由于以使用一个 PWM 周期。
25、中的电动机的平均电流为前提, 所以如上所述平均电流和电动机电流值之间产生误差 (由于本来难以计算测量平均值而产 生误差) 的话, 电动机动作音性能恶化, 进而在将电动机控制装置适用于电动助力转向装置 说 明 书 CN 103155401 A 5 4/12 页 6 的情况下, 有成为产生驾驶盘波动的主要原因的问题。即, 效果产生误差的话, 就不能得到 所期望的辅助量, 因此产生声音、 扭矩波动, 特别是在低速转向 (驾驶盘中间位置附近) 中表 现显著。 0025 本发明是鉴于上述情况而完成的, 本发明的目的是提供一种电动机控制装置及装 载了该电动机控制装置的电动助力转向装置, 该电动机控制装置,。
26、 利用一分流式电流检测 器进行电动机的各相电流检测, 对小型化、 轻量化、 降低成本也有贡献, 动作音少、 减少扭矩 波动。 0026 解决技术问题的手段 0027 本发明涉及一种电动机控制装置, 该电动机控制装置根据 PWM 的各相占空比指令 值利用变换器驱动控制电动机, 同时利用一分流式电流检测器检测所述电动机的各相电动 机电流。本发明的上述目的可以通过下述这样实现, 即 : 具备电流检测校正单元, 该电流检 测校正单元根据所述变换器的电源电压、 所述各相占空比指令值、 所述电动机的反向电压 信息、 利用所述电流检测器检测出的所述各相电动机电流、 所述 PWM 的配置信息及所述电 动机的电。
27、特性公式计算电流检测校正值 ; 根据所述电流检测校正值, 将所述电流检测器检 测出的所述各相电动机电流校正至电动机平均电流并驱动控制所述电动机。 0028 并且, 本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地实现, 即 : 通过将所述电流 检测校正值加到所述电流检测器检测出的所述各相电动机电流来进行所述校正 ; 或, 所述 电流检测校正单元, 计算电流检测定时与一个 PWM 周期内的规定定时之间的各相 PWM- 导 通或断开图形及其持续时间, 根据所述电特性公式计算以相电流标准值为基准的电流变化 量, 从所述电流变化量计算一个 PWM 周期内的所述电动机平均电流, 据此来求得所述电流 检测校正值。
28、 ; 或, 所述电流检测校正单元是由 PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元、 施 加电压部分电流变化量计算单元、 电流变化量计算单元和电流检测值计算单元构成的, 所 述 PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元根据所述各相占空比指令值及所述 PWM 的配置 信息计算电流检测定时与一个 PWM 周期内的规定定时之间的各相 PWM- 导通或断开图形及 其持续时间, 所述施加电压部分电流变化量计算单元输入所述 PWM- 导通或断开图形、 所述 持续时间、 所述电源电压的检测值及所述反向电压信息来计算每个定时的施加电压部分电 流变化量, 所述电流变化量计算单元根据所述施加电压部分电流变化量及所述各。
29、相电动机 电流, 计算以相电流检测值为基准的电流变化量, 所述电流检测值计算单元根据由所述电 流变化量计算出在一个 PWM 周期内的平均电流, 以此来求得所述电流检测校正值 ; 或, 所述 规定定时为在一个PWM周期内各PWM切换的定时 ; 或, 所述规定定时为一个PWM周期内的开 始点、 中间点及终点的三个定时。 0029 通过搭载上述电动机控制装置, 能够实现高性能、 高功能的电动助力转向装置。 0030 发明的效果 0031 根据本发明的电动机控制装置, 使用廉价的一分流式电流检测器, 根据一个 PWM 周期内的 PWM 的导通或断开图形及其持续时间, 计算各相的电压图形, 再加入电动机。
30、电阻 等电压降低部分, 据此能够计算相对于检测电流的电动机电流变化图形, 由于能够计算出 与以一个 PWM 周期内的检测电流为基准的平均电流的变化量, 所以可通过将其作为校正值 进行加法运算来将检测电流值校正到与电动机平均电流值相当。根据该电流校正, 能够消 除或减少一分流式电流检测中成为问题的检测电流与平均电流之间的误差, 因此, 能够实 说 明 书 CN 103155401 A 6 5/12 页 7 现电动机动作音少、 抑制扭矩波动的电动机控制装置。 0032 并且, 在将本发明的电动机控制装置适用于电动助力转向装置的情况下也能够抑 制异常音和驾驶盘波动的产生, 因此在维持转向性能的同时,。
31、 能够采用一分流式电流检测, 能够实现低成本、 轻量化。 附图说明 0033 图 1 是表示一般的电动助力转向装置的结构例的图。 0034 图 2 是表示控制装置的一个实例的结构方框图。 0035 图 3 是表示 PWM 控制单元及变换器的结构例的线路图。 0036 图 4 是表示一分流式电流检测器的结构例的线路图。 0037 图 5 是表示具有一分流式电流检测器的变换器的一个实例的线路图。 0038 图 6 是表示具有一分流式电流检测器的变换器的动作例的电流路径图。 0039 图 7 是表示具有一分流式电流检测器的变换器的动作例的电流路径图。 0040 图8是表示根据三分流式电流检测得到的P。
32、WM波形和电动机电流波形的特性例的 时序图 (一个 PWM 周期) 。 0041 图9是表示根据一分流式电流检测得到的PWM波形和电动机电流波形的特性例的 时序图 (一个 PWM 周期) 。 0042 图 10 是表示本发明结构例的方框图。 0043 图11是表示规定定时与PWM、 电动机电流波形之间关系 (实施方式1) 的时序图 (一 个 PWM 周期) 。 0044 图 12 是表示 PWM 导通或断开图形与变换器施加电压 Vi 之间关系的类型图。 0045 图 13 是表示电流检测校正单元的结构例的方框图。 0046 图 14 是表示在图 13 的例子中的 PWM 导通或断开图形持续时间。
33、计算单元的输出例 的图。 0047 图15是表示规定定时与PWM、 电动机电流波形之间关系 (实施方式2) 的时序图 (一 个 PWM 周期) 。 0048 图 16 是表示在图 15 的例子中的 PWM 导通或断开图形持续时间计算单元的输出例 的图。 具体实施方式 0049 在本发明中设有电流检测校正单元, 该电流检测校正单元根据在 PWM 控制单元得 到的各相占空比指令值、 从电源电压检测单元得到的电源电压检测值、 电动机反向电压信 息、 在PWM控制单元得到的PWM配置信息和电动机的电特性公式, 将用一分流式电流检测器 检测出的各相电动机电流检测值校正到与电动机一个 PWM 平均电流相当。
34、。电流检测校正单 元, 基于 PWM 各相占空比指令值及 PWM 配置信息, 计算电流检测定时和一个 PWM 周期内的规 定定时之间的各相导通或断开图形及其持续时间, 基于电源电压检测值、 反向电压信息及 电动机的电特性公式, 计算以进行了 A/D 转换的各相电动机电流检测值为基准的电流变化 量, 基于电流变化量, 计算一个 PWM 周期内的平均电流, 以此来计算校正电流值。将计算出 的校正电流值加到各相电动机电流检测值上来进行校正。 说 明 书 CN 103155401 A 7 6/12 页 8 0050 根据一个 PWM 周期内的 PWM 的导通或断开图形及其持续时间, 计算各相的电压图 。
35、形, 再加入电动机电阻等的电压降低部分, 以此能够计算相对于检测电流的电动机电流变 化图形。根据该电动机电流变化图形, 能够计算以一个 PWM 周期内的检测电流为基准的电 流变化量, 因此可将其作为校正值进行加法运算, 以此将各相电动机电流检测值校正到与 电动机平均电流值相当。根据该电流校正, 能够消除或显著减少在一分流式电流检测中成 为问题的检测电流与平均电流之间的误差, 因此能够实现电动机动作音少、 抑制扭矩波动 的电动机控制装置。 0051 并且, 在将本发明的电动机控制装置适用于电动助力转向装置的情况下也能够抑 制异常音和驾驶盘波动的产生, 因此能够在维持转向性能的同时, 采用一分流式。
36、电流检测, 实现小型化、 低成本、 轻量化。 0052 下面参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。 0053 图 10 是使本发明的结构例与图 2 相对应表示, 本发明中, 设置计算并输出电流检 测校正值 Idct_h 的电流检测校正单元 200, 同时, 设置检测电源电压 V(Vr) 的电源电压检 测单元210和加法单元211, 该加法单元211将在电流检测校正单元200被计算的电流检测 校正值 Idct_h 与电流检测值 Im 进行加法运算, 将该加法运算后的电流值输入到减法单元 102B。电流检测校正单元 200 计算并输出电流检测校正值 Idct_h, 在加法单元 211 将其与 电。
37、流检测值 Im 进行加法运算并反馈到减法单元 102B, 该电流检测校正值 Idct_h 是使用在 电源电压检测单元 210 检测出的电源 (电池) 的电源电压 Vr、 在电流检测器 106A 检测出的 电流检测值 Im、 各相 PWM 配置信息 PWML、 反向电压信息 EMF, 将电流检测值 Im 校正到与电动 机平均电流值相当的电流检测校正值。电流检测校正值 Idct_h 的计算是通过计算出流过 在一个 PWM 周期内任意设定的多个规定定时的电动机电流值相对于检测电流值的电流变 化量, 求出多个规定定时所分别推导出的电流变化量的一个 PWM 周期内的时间平均值。 0054 虽然图 11 。
38、中用时序图 (一个 PWM 周期) 表示本发明的原理, 但对于 A 相 PWM、 B 相 PWM、 C 相 PWM, 表示出 A 相电流 (实线) 的变化情形及 A 相平均电流 (虚线) 。而且, 表示出将 多个规定定时 S0S6作为一个 PWM 周期的开始点 (定时 S0) 、 终点 (定时 S6) 、 各相导通或断开 切换时刻 (定时 S1S5) 的情况, 在将 B 相 PWM 输入时的定时 S1作为 A 相电流检测定时的情 况下, 对于在该定时 S1时的 A 相电流 (定时电流) , 分别求得定时 S0处的 A 相电流与定时电 流的差、 定时 S0处的 A 相电流与定时电流的差 ER1、。
39、 定时 S2处的 A 相电流与定时电流的差 ER2、 定时 S3处的 A 相电流与定时电流的差 ER3、 定时 S4处的 A 相电流与定时电流的差 ER4、 定时 S5处的 A 相电流与定时电流的差 ER5、 定时 S6处的 A 相电流与定时电流的差 ER6。此 时, 关于在 A 相电流检测定时 S1之前, 用后述的第一理论公式计算, 关于在 A 相电流检测定 时 S1之后, 用后述的第二理论公式计算。而且, 在图 11 中, 表示电流检测所需时间。 0055 下面对各规定定时 (S0S6) 的电流检测校正值 Idct_h 的计算方法进行说明。基本 上根据电动机及控制装置 (ECU) 的电特性。
40、公式推导, 由于以电流检测的 A/D 定时为基准, 所 以根据规定定时在电流检测 A/D 定时之前存在还是在其后存在, 计算方法不同。 0056 在此, 电动机及控制装置 (ECU) 的电特性公式由下述公式 1 表示。 0057 (公式 1) 0058 说 明 书 CN 103155401 A 8 7/12 页 9 0059 但, V 为电动机施加电压 (电源电压) , EMF 为电动机的反向电压, L 为电动机的电 感, R 为电动机的电阻。 0060 关于电流微分值对公式 1 进行求解, 得到下述公式 2。 0061 (公式 2) 0062 0063 公式 2 的右边第一项表示电动机每一相。
41、的施加电压引起的电流变化量, 第二项表 示因电流产生的电压下降引起的电流变化量。 0064 首先, 对计算规定定时存在于电流检测 A/D 定时之前的情况下的电流变化量的第 一理论公式进行说明。 0065 将各电流检测 A/D 定时 (下面简记为 “A/D 定时” ) T 和在各电流检测 A/D 定时所检 测出的电流检测值 I(T) 作为基准值时, 在 A/D 定时前 Tfs 时间的相对于基准电流值的 电流变化量if, 能够通过将上述公式2的微分公式像公式3那样进行后向差分近似, 从而 近似地求出。 0066 (公式 3) 0067 0068 0069 公式 3 的右边第一项 “1/LV(T)-。
42、EMF(T)Tf” 为, A/D 定时至 Tf 的施加电压 引起的电流变化量。V(T) 可以用 A/D 定时 Tf 的从 PWM 侧输入的电压变化图形的时间总 和来求得。详细内容后述。并且, 公式 3 的右边第 2 项 “R/LI(T)Tf” 为, 因电流流过而 产生的电压下降部分引起的电流变化量。虽然想使用瞬时电流来计算电流变化量, 但由于 不可能检测出 PWM 周期内变化的电流的瞬时电流, 所以使用由 A/D 定时检测出的基准电流 值进行近似计算。 0070 将用 A/D 定时检测出的电流检测值设为 Idct, 将 A/D 定时 Tf 的施加电压引起的 电流变化量设为 Fv (Tf) 的话。
43、, 上述公式 3 能够变换为下述公式 4。根据公式 4 能够求出公 式 5 的电流变化量 Fv(Tf) 。 0071 (公式 4) 0072 0073 (公式 5) 0074 0075 下面, 对计算规定定时存在于 A/D 定时之后的情况下的电流变化量的第二理论公 式进行说明。 0076 在 A/D 定时之后 Tbs 时间的相对于基准电流值的电流变化量 Ib, 通过将公式 2 的微分公式进行前向差分近似, 能够如公式 6 那样近似的求出。 0077 (公式 6) 说 明 书 CN 103155401 A 9 8/12 页 10 0078 0079 0080 与第一理论公式中所述的相同, A/D。
44、 定时检测出的电流检测值设为 Idct, A/D 定时 Tb 的由施加电压引起的电流变化量设为 Fv(Tb) 的话, 上述公式 6 能够变换为下述公式 7。根据公式 7 能够求出公式 8 的电流变化量 Fv(Tb) 。 0081 (公式 7) 0082 0083 (公式 8) 0084 0085 如上所述, 利用第一理论公式能够求出 A/D 定时前的电流变化量 Fv(Tf) , 利用第 二理论公式能够求出 A/D 定时后的电流变化量 Fv(Tb) 。 0086 下面, 对各点的由变换器施加电压 Vi 引起的电流变化量 (Fv(Tf) 、 Fv(Tb) ) 的计 算方法进行说明。 0087 由变。
45、换器施加电压Vi引起的电流变化量Fv (Tf) 或Fv (Tb) 是从来自变换器的施加 电压部分 1/L (V(t) Tf) 或 1/L (V(t) Tb) 减去反向电压 EMF 部分 1/LEMF(t)Tf 或 1/LEMF(t) Tb 而得到的。由于 A/D 定时 Tf 的从 PWM 侧输入的电压 V(t) 用多个 PWM- 导通或断开图形表示, 所以其为由各 PWM- 导通或断开图形引起的施加电压、 持续时间 的时间总和。即, 由施加电压引起的电流变化量 Fv(Tf) 或 Fv(Tb) 的计算, 将时间区间 TfTb 内的 PWM- 导通或断开图形设为 m, 相对于各图形的相的电压值 (。
46、变换器施加电压) 设 为 Vi, 持续时间设为 Tis 的话, 在 A/D 定时前 Tfs 的时间能够用下述公式 9 计算, 在 A/ D 定时后 Tbs 的时间能够用下述公式 10 计算。 0088 (公式 9) 0089 0090 Tf T1+T2+Tm 0091 (公式 10) 0092 0093 Tb T1+T2+Tm 0094 上述公式9及公式10中的变换器施加电压Vi的值根据PWM-导通或断开图形的不 同而不同, 在电源电压检测单元 210 检测出的电源电压设为 Vr, PWM- 导通或断开图形如图 12 所示能够划为 8 种图形 (图形编号 18) 。图 12 中 “” 表示 P。
47、WM 的导通,“” 表示 PWM 的断开。 0095 根据上述理论及计算公式, 本发明的电流检测校正单元 200, 虽然使用上述计算公 式和图 12 的 PWM 图形、 各相占空比指令值 DaDc 等计算电流检测校正值 Idct_h, 但其结构 例如图 13 所示, 由 PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元 201、 施加电压部分电流变化量 说 明 书 CN 103155401 A 10 9/12 页 11 计算单元202、 电流变化量计算单元203和电流检测校正量计算单元204构成。 下面对其动 作进行说明。 0096 PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元 201, 根据各相 PWM。
48、 配置信息 PWML及各相 占空比指令值 DaDc, 计算 A/D 定时 规定定时的时间内的各相 PWM- 导通或断开图形的持 续时间 T1 Tm。图 11 的定时例中, 各相 PWM 配置信息 PWML为, A 相 PWM 为 PWM 开始点的配 置, B 相 PWM 为从 PWM 开始点经过 后的配置, C 相 PWM 为从 PWM 开始点经过 2 后的配 置, 各规定定时 S1 S6的 PWM- 导通或断开图形的持续时间 T1 T8被如图 14 所示那样输 出。即, PWM- 导通或断开图形持续时间计算单元 201, 基于各相 PWM 配置信息 PWML及各相 占空比指令值 DaDc, 。
49、输出 PWM- 导通或断开图形的持续时间 T1Tm。而且, 图 14 中, Da 为 A 相占空比指令值, Db 为 B 相占空比指令值, Dc 为 C 相占空比指令值, 一个 PWM 周期时间用 TPWM表示。 0097 PWM 配置信息 PWML以图 11 的 PWM 配置方式为例的话, 由于第一次的电流检测中一 相导通状态必须确保时间, 第二次的电流检测中二相导通状态必须确保时间, 所以需 要满足下述两个条件。 0098 (1) PWM 开始点的配置至少必须导通仅 2 时间。 0099 (2) 自 PWM 开始点开始经过 时间后的配置至少必须导通仅 时间。 0100 据此, 作为配置设定例, 将成为三相占空比中最大占空比值的相 (在此为 A 相。