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1、(10)申请公布号 CN 104220894 A (43)申请公布日 2014.12.17 CN 104220894 A (21)申请号 201380018251.6 (22)申请日 2013.03.07 102012006314.8 2012.03.28 DE G01R 35/00(2006.01) G01R 19/25(2006.01) G01R 27/32(2006.01) (71)申请人 罗森伯格高频技术有限及两合公司 地址 德国弗里多尔芬 (72)发明人 C齐茨 G阿姆布雷希特 (74)专利代理机构 北京林达刘知识产权代理事 务所 ( 普通合伙 ) 11277 代理人 刘新宇 (54。
2、) 发明名称 利用频域内的校准的时域测量方法 (57) 摘要 本发明涉及一种用于确定导电体上的校准 平面 (14) 中的时域内的 RF 信号的电压 u(t) 和 / 或电流 i(t) 的方法， 其中， 利用具有两个输出 (20,22)和一个信号输入(19)的至少一个定向耦 合器 (18) 来耦合出 / 去耦从信号输入 (19) 起沿 校准平面 (14) 的方向行进的第一 RF 信号的第一 分量和从校准平面 (14) 起沿信号输入 (19) 的方 向行进的第二 RF 信号的第二分量。在第一步骤 中， 对于定向耦合器 (18) 的两端口误差， 根据频 率f来确定误差项e00、 e01、 e10和e。
3、11， 然后在第二步 骤中， 通过第一数学运算将信号值 v1(t) 和 v2(t) 变换成频域作为波量 V1(f) 和 V2(f)， 并且根据波 量 V1(f) 和 V2(f)， 利用误差项 e00、 e01、 e10和 e11来 计算校准平面 (14) 中的频域内的绝对波量 a1和 b1。 (30)优先权数据 (85)PCT国际申请进入国家阶段日 2014.09.29 (86)PCT国际申请的申请数据 PCT/EP2013/000675 2013.03.07 (87)PCT国际申请的公布数据 WO2013/143650 DE 2013.10.03 (51)Int.Cl. 权利要求书 3 页 。
4、说明书 10 页 附图 6 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书3页 说明书10页 附图6页 (10)申请公布号 CN 104220894 A CN 104220894 A 1/3 页 2 1.一种用于确定导电体上的校准平面(14)中的时域内的RF信号的电压u(t)和/或电 流 i(t) 的方法， 所述校准平面 (14) 被设计成能够在所述校准平面 (14) 中以电气方式连接 待测装置 (16)， 其中 ： 利用具有两个输出 (20,22) 和一个信号输入 (19) 的至少一个定向耦 合器 (18)， 耦合出第一 RF 信号的分量和第二 RF 信号的分量，。
5、 其中所述第一 RF 信号从所述 定向耦合器 (18) 的信号输入 (19) 起沿所述校准平面 (14) 的方向在所述定向耦合器 (18) 内行进， 以及所述第二 RF 信号从所述校准平面 (14) 起沿所述信号输入 (19) 的方向在所述 定向耦合器 (18) 内行进 ； 在所述定向耦合器 (18) 的第一输出 (20) 处测量所述第一 RF 信 号的分量的时变的第一信号值v1(t)(72)， 并且在所述定向耦合器(18)的第二输出(22)处 测量所述第二RF信号的分量的时变的第二信号值v2(t)(74) ； 所述定向耦合器(18)在所述 信号输入 (19) 处与输入线缆 (10) 相连接，。
6、 其中所述输入线缆 (10) 在所述输入线缆 (10) 的另一端处具有第一端口 (12) ； 对于具有如下误差矩阵 E 的所述定向耦合器 (18) 的两端 口误差， 在第一步骤即校准步骤中， 根据频率 f 确定误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 然后在第二步骤 即测量步骤中， 通过第一数学运算将信号值 v1(t) 和 v2(t) 变换到频域作为波量 V1(f) 和 V2(f) ； 利用所述误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 根据所述波量 V1(f) 和 V2(f) 来计算所述校准平 面 (14) 中的所述频域内的绝对波量 a1和 b1； 通过第二数学运算将所计算出的绝对。
7、波量 a1 和 b1转换成所述校准平面 (14) 中的时域内的 RF 信号的电压 u(t) 和 / 或电流 i(t)， 其特征在于， 为了确定所述误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 所述定向耦合器 (18) 的所述信号输入 (19) 与 所述输入线缆 (10) 及所述第一端口 (12)、 所述定向耦合器 (18) 的所述第一输出 (20) 和 所述定向耦合器 (18) 的所述第二输出 (22) 各自以电气方式与校准装置 (26) 相连接， 并 且为了测量所述时变的第一信号值 v1(t) 和所述时变的第二信号值 v2(t)， 将所述信号输入 (19)、 所述定向耦合器的所述第一输出 。
8、(20) 和所述定向耦合器的所述第二输出 (22) 与所 述校准装置(26)隔离， 并且将所述信号输入(19)、 所述定向耦合器的所述第一输出(20)和 所述定向耦合器的所述第二输出 (22) 以电气方式与时域测量装置 (34) 相连接， 其中， 使用矢量网络分析仪即 VNA 作为所述校准装置 (26)， 其中所述 VNA 具有第一 VNA 端口 (28)、 第二 VNA 端口 (30) 和第三 VNA 端口 (32)， 其中， 在以电气方式与所述第一输出 (20) 相连接的所述第二 VNA 端口 (30) 处， 测量经 由所述定向耦合器 (18) 的所述第一输出 (20) 耦合出的所述第一 。
9、RF 信号的分量的波量 a2， 并且在以电气方式与所述第二输出 (22) 相连接的所述网络分析仪 (26) 的所述第三 VNA 端 口 (32) 处， 测量经由所述定向耦合器 (18) 的所述第二输出 (22) 耦合出的所述第二 RF 信 号的分量的波量 b2， 其中， 针对具有如下误差矩阵 I 的、 与所述 VNA(26) 的第一 VNA 端口 (28) 相连接的所 述输入线缆的第一端口 (12) 与所述校准平面 (14) 之间的两端口误差， 权 利 要 求 书 CN 104220894 A 2 2/3 页 3 确定误差项 i00、 i01、 i10和 i11， 并且根据所述误差项 i00、。
10、 i01、 i10和 i11确定所述误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 由此， 针对引导至所述定向耦合器 (18) 的所述信号输入 (19) 的电气输入线缆 (10) 的 第一端口(12)、 所述定向耦合器(18)的所述第一输出(20)和所述定向耦合器(18)的所述 第二输出 (22) 以及校准标准 K(16)， 根据以下公式、 基于散射矩阵 S 的散射参数 S11,K、 S21,K 和 S31,K/S21,K来计算所述误差项 e00、 e01、 e10和 e11以及所述误差项 i00、 i01、 i10和 i11， 其中校 准标准 K(16) 在各情况下以电气方式与所述校准平面 。
11、(14) 相连接， 其中 K 等于 O、 S 或 M， 并且 K 分别代表类型 O 开路、 类型 S 短路或类型 M 匹配的校准标准 (16) ： iOO Sl1， M， (4) 其中， O是开路校准标准 (16) 的已知反射因数， 并且 S是短路校准标准 (16) 的已 知反射因数， 由此， 根据以下公式， 通过利用所述 VNA(26) 所执行的针对以下波量的测量来确定所述散射参数 S11,K、 S21,K 和 S31,K/S21,K： 所述第一端口 (12) 处的所述第一 RF 信号的波量 a0、 所述第一端口 (12) 处的 所述第二 RF 信号的波量 b0、 所述定向耦合器 (18) 。
12、的所述第一输出 (20) 处的所述第一 RF 信号的分量的波量 a2和所述定向耦合器 (18) 的所述第二输出 (22) 处的所述第二 RF 信 号的分量的波量 b2， 其中在各情况下所述校准标准 K(16) 以电气方式连接至所述校准平面 (14)， 其中， 根据以下公式来确定波量 a1和 b1， 权 利 要 求 书 CN 104220894 A 3 3/3 页 4 其中 ： 其中， DUT是连接至所述校准平面(14)的所述待测装置(16)即DUT的反射因数， 并且 Z1是所述定向耦合器 (18) 的第一输出和第二输出 (20,22) 处的阻抗。 2.根据权利要求1所述的方法， 其特征在于， 。
13、所述时变的第一信号值v1(t)(72)和所述 时变的第二信号值 v2(t)(74) 分别是电压或电流。 3.根据权利要求1或2所述的方法， 其特征在于， 所述第一数学运算是根据下式的快速 傅立叶变换即 FFT， V1(lf) FFTv1(kt) (16) V2(lf) FFTv2(kt) (17) 其中 k 0， 1， N-1 并且 其中 ： N是数据点的数量 ； f是频率增量， 其中f2fmax/(N-1) ； t是时间增量， 其 中 t 0.5/fmax； fmax表示校准数据可用的最大频率， 其中， 所述第二数学运算是根据下式的逆快速傅立叶变换即 IFFT， 其中 ： Z0是所述校准平面。
14、中的阻抗。 4.根据权利要求1至3中至少一项所述的方法， 其特征在于， 使用示波器作为所述时域 测量装置 (34)。 权 利 要 求 书 CN 104220894 A 4 1/10 页 5 利用频域内的校准的时域测量方法 技术领域 0001 本发明涉及用于在导电体上的校准平面中确定时域内的 RF 信号的电压 u(t) 和 / 或电流i(t)的方法， 其中 ： 根据权利要求1的前序部分， 导电体的一端具有第一端口并且相 对端具有校准平面 ； 在该校准平面中， 导电体被设计成如下 ： 待测装置可以以电气方式与 校准平面中的导电体相连接 ； 利用具有两个输出的至少一个定向耦合器来耦合出第一 RF 信。
15、号和第二RF信号， 其中该第一RF信号从第一端口起沿校准平面的方向在导电体上行进， 以及该第二 RF 信号从校准平面起眼第一端口的方向在导电体上行进 ； 在定向耦合器的第 一输出处测量第一 RF 信号的分量的时变的第一信号值 v1(t)， 并且在定向耦合器的第二输 出处测量第二 RF 信号的分量的时变的第二信号值 v2(t) ； 对于具有如下误差矩阵 E 的定向 耦合器的两端口误差， 0002 0003 在第一步骤 ( 校准步骤 ) 中， 根据频率 f 确定误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 然后在第二 步骤(测量步骤)中， 通过第一数学运算将信号值v1(t)和v2(t)变换成频域。
16、作为波量V1(f) 和 V2(f) ； 利用误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 根据波量 V1(f) 和 V2(f) 来计算校准平面 (14) 中的 频域内的绝对波量 a1和 b1； 通过第二数学运算将所计算出的绝对波量 a1和 b1转换成校准 平面 (14) 中的时域内的 RF 信号的电压 u(t) 和 / 或电流 i(t)。 背景技术 0004 高频和微波技术的一个最重要测量任务涉及反射因数的测量、 或者通常为 ( 在多 端口装置的情况下 ) 散射参数的测量。经由散射参数来表现可以以线性方式描述的待测装 置的网络行为。经常不仅对一个测量频率处的散射参数感兴趣， 而且还对这些散射。
17、参数在 有限宽的测量频带内的频率依赖性感兴趣。将关联的测量方法描述为网络分析。根据讨论 中的测量任务中的相位信息的重要性， 散射参数可以仅在值方面进行测量、 或者还可以在 复杂项方面进行测量 ； 在第一种情况下涉及标量网络分析， 而在第二种情况下， 涉及矢量网 络分析。 依赖于方法、 端口数量和测量频率范围， 网络分析仪是测试信号源和根据零差或外 差原理来工作的接收器的有些复杂的系统。 由于需要将测量信号馈送至待测装置并且经由 具有未知的次优属性的导体和其它组件馈送返回， 因此除偶然误差以外， 在网络分析中还 发生系统误差。可以通过校准测量来在特定限制内使这些系统误差最小化， 其中这些校准 测。
18、量的目的是确定测量设备的尽可能多的未知参数。这里存在在所使用的误差模型的范 围、 因而在复杂度和效率方面大大不同的极大量的方法和策略。 (Uwe Siart ；“Calibration of Network Analysers” ； 2012年1月4日(版本1.51) ； http:/www.siart.de/lehre/nwa. pdf) 0005 然而， 利用这种校准所测量到的散射参数仅完整地描述线性时不变的待测装置。 利用同样通过频率来定义的 X 参数 (tm-Technisches Messen no.7-8,Vol.77,2010 中的、 说 明 书 CN 104220894 A 5。
19、 2/10 页 6 D.Root 等人所著的 “X-parameters:The New Paradigm for Describing non-linear RF and Microwave Components” ) 来表示散射参数的向非线性待测装置的扩展。然而， 还通过 在时域内在各待测装置的端口处测量电流和电压或者绝对波量来描述该待测装置。 时域内 的测量固有地包括例如由于非线性以及待测装置或其信号的随时间经过的变化所引起的 所有附加频谱分量。这种时域测量也需要校准。由于上述校准方法仅允许相对值 ( 散射参 数 ) 的确定， 因此在没有针对绝对值的测量进行修改的情况下， 无法使用这些校。
20、准方法。 0006 根据 WO 03/048791 A2 已知有用于测试放大器电路的高频电路分析仪。具有两个 输入的微波过渡分析仪 (MTA) 经由信号路径和端口在时域内测量所连接的待测放大器电 路上的两个独立信号波形 ( 例如， 入射和反射波等 )。随后利用校准数据对测量得到的波 进行处理， 从而补偿测量系统对放大器电路的端口和 MTA 的输入端口之间的波所产生的影 响。还使用利用附加的校准标准在时域内测量信号的 MTA， 从而确定校准数据。利用 FFT 将 时域内的这些信号变换成频域， 然后确定校准数据。 由于仅在时域内测量周期信号， 因此在 测量之前将这些信号变换成低频信号。 发明内容 。
21、0007 本发明是基于开发用于在时域内测量高频电流和电压或者绝对波量的改进方法 的问题。 0008 根据本发明， 该问题通过具有权利要求 1 所述的特征的上述类型的方法来解决。 在其它权利要求中说明了本发明的有利实施例。 0009 根据本发明， 在上述类型的方法中， 为了确定所述误差项 e00、 e01、 e10和 e11， 所述第 一端口、 所述定向耦合器的所述信号输入与所述输入线缆、 所述定向耦合器的所述第一输 出和所述定向耦合器的所述第二输出各自以电气方式与校准装置相连接， 并且为了测量所 述时变的第一信号值 v1(t) 和所述时变的第二信号值 v2(t)， 将所述信号输入、 所述定向耦。
22、 合器的所述第一输出和所述定向耦合器的所述第二输出与所述校准装置隔离、 并且以电气 方式与时域测量装置相连接， 其中， 使用矢量网络分析仪即 VNA 作为所述校准装置， 其中所 述 VNA 具有第一 VNA 端口、 第二 VNA 端口和第三 VNA 端口， 其中， 在以电气方式与所述第一 输出相连接的所述第二 VNA 端口处， 测量经由所述定向耦合器的所述第一输出耦合出的所 述第一RF信号的分量的波量a2， 并且在以电气方式与所述第二输出相连接的所述网络分析 仪的所述第三 VNA 端口处， 测量经由所述定向耦合器的所述第二输出耦合出的所述第二 RF 信号的分量的波量 b2， 其中， 针对具有如。
23、下误差矩阵 I 的、 与所述 VNA 的第一端口相连接的 所述输入线缆的第一端口与所述校准平面之间的两端口误差， 0010 0011 确定误差项 i00、 i01、 i10和 i11， 并且根据所述误差项 i00、 i01、 i10和 i11确定所述误 差项 e00、 e01、 e10和 e11， 由此， 针对引导至所述定向耦合器的所述信号输入的电气输入线缆 的第一端口、 所述定向耦合器的所述第一输出和所述定向耦合器的所述第二输出以及校准 标准 K， 根据以下公式、 根据散射矩阵 S 的散射参数 S11,K、 S21,K和 S31,K/S21,K来计算所述误差 项 e00、 e01、 e10和。
24、 e11以及所述误差项 i00、 i01、 i10和 i11， 其中所述第一端口、 所述定向耦合器 的所述第一输出和所述定向耦合器的所述第二输出以及校准标准 K 在各情况下以电气方 说 明 书 CN 104220894 A 6 3/10 页 7 式与所述校准平面相连接， 其中 K 等于 O、 S 或 M， 并且 O、 S、 M 分别代表类型 O( 开路 )、 S( 短 路 ) 或 M( 匹配 ) 的校准标准 ： 0012 i00 S11， M， (4) 0013 0014 0015 0016 0017 0018 其中， O是开路校准标准的已知反射因数， 并且 S是短路校准标准的已知反射 因数，。
25、 由此， 根据以下公式， 0019 0020 0021 0022 通过利用所述 VNA(26) 所执行的针对以下波量的测量来确定所述散射参数 S11,K、 S21,K和 S31,K/S21,K： 所述第一端口 (12) 处的所述第一 RF 信号的波量 a0、 所述第一端口 (12) 处的所述第二 RF 信号的波量 b0、 所述定向耦合器 (18) 的所述第一输出 (20) 处的所述第一 RF 信号的分量的波量 a2和所述定向耦合器 (18) 的所述第二输出 (22) 处的所述第二 RF 信 号的分量的波量 b2， 其中在各情况下所述校准标准 K(16) 以电气方式连接至所述校准平面 (14)，。
26、 其中， 根据以下公式来确定波量 a1和 b1， 0023 0024 0025 其中 ： 0026 0027 说 明 书 CN 104220894 A 7 4/10 页 8 0028 0029 0030 其中， DUT是连接至所述校准平面(14)的所述待测装置(16)即DUT的反射因数， 并且 Z1是所述耦合器 (18) 的第一输出和第二输出 (20,22) 处的阻抗。 0031 这具有以下优点 ： 可利用时域内的电压和电流的校准测量， 使得在输出信号中自 动维持所有频谱分量的定相。尽管如此， 还可利用频域内的单频信号来执行校准。实现了 动态范围宽的特别高分辨率的测量方法， 由此可以进行特别简。
27、单、 快速且精确的校准。 还可 以明确地单独确定所有误差项 e00、 e01、 e10和 e11。 0032 通过以下来实现使用经济的电子组件的特别简单的测量结构 ： 信号值 v1(t)(72) 和 v2(t)(74) 分别是电压或电流。 0033 通过以下来实现可以在无需复杂计算的情况下执行的频域和时域之间的特别快 速且同时精确的变换 ： 所述第一数学运算是根据下式的快速傅立叶变换即 FFT， 0034 V1(lf) FFTv1(kt) (16) 0035 V2(lf) FFTv2(kt) (17) 0036 其中 k 0， 1， .， N-1 0037 并且 0038 其中 ： N 是数据。
28、点的数量 ； f 是频率增量， 其中 f 2fmax/(N-1) ； t 是时间增 量， 其中 t 0.5/fmax； fmax表示校准数据可用的最大频率， 其中， 所述第二数学运算是根 据下式的逆快速傅立叶变换即 IFFT， 0039 0040 0041 其中 ： Z0是所述校准平面中的阻抗。 0042 通过以下来实现特别简单且功能可靠的测量结构 ： 使用例如数字示波器的示波器 作为时域测量装置， 其中该示波器可用于在时间和值范围方面对信号进行量化。 0043 因此， 本发明建议利用以下事实的校准方法 ： 纯校准是线性且时不变的， 因而可以 在频域内进行。这样使得可以利用矢量网络分析仪的高动。
29、态属性。 附图说明 0044 以下将通过参考附图来更详细地说明本发明， 其中 ： 0045 图 1 示出根据本发明方法的用于在频域内进行校准步骤的测量机构的示意表示 ； 0046 图 2 示出根据图 1 的测量机构所用的、 导电体的第一端口和校准平面之间的具有 误差矩阵 I 的两端口误差的信号流图 ； 0047 图 3 示出根据图 1 的测量机构所用的、 定向耦合器的输出和导电体的校准平面之 间的具有误差矩阵 E 的两端口误差的信号流图 ； 说 明 书 CN 104220894 A 8 5/10 页 9 0048 图 4 示出根据本发明方法的用于在时域内进行测量步骤的测量机构的示意表示 ； 0。
30、049 图 5 示出在根据本发明的方法的校准步骤中以示例方式确定的、 作为频率 f 的函 数的误差矩阵 E 的误差因数 e00、 e01、 e10和 e11的图形表示 ； 0050 图 6 示出使用根据本发明的方法在校准平面中所确定的电压 u(t)、 以及针对从第 一端口馈入的采用脉冲形式的 RF 信号的电压 uM(t) 的直接测量值的图形表示 ； 0051 图 7 示出使用根据本发明的方法在校准平面中所确定的电压 u(t)、 以及针对从第 一端口馈入的谐波形式的 RF 信号的电压 uM(t) 的直接测量值的图形表示 ； 0052 图 8 示出使用根据本发明的方法在校准平面中所确定的电压 u(。
31、t)、 以及针对从第 一端口馈入的噪声形式的 RF 信号的电压 uM(t) 的直接测量值的图形表示 ； 0053 图 9 示出使用根据本发明的方法所确定的电压 u(t) 与根据图 8( 即， 针对从第一 端口馈入的采用噪声形式的 RF 信号 ) 的电压 uM(t) 的直接测量值之间的电压差 U 的图 形表示 ； 以及 0054 图 10 示出使用根据图 4 的测量机构所测量到的电压 v1(t) 和 v2(t) 的图形表示。 具体实施方式 0055 图 1 以示意形式示出用于执行根据本发明的方法的配置。该配置的特征在于定向 耦合器18， 其中该定向耦合器18的信号输入19经由输入线缆10与端口1。
32、2相连接。 该定向 耦合器的另一端设置有校准平面 14。校准平面 14 被设计成待测装置 (DUT)16 可以以电气 方式连接至校准平面 14。该 DUT 16 例如是要测试的校准标准或电子电路或电子组件。利 用具有两个输出 20、 22 的定向耦合器 18 耦合出第一 RF 信号的分量和第二 RF 信号的分量， 其中该第一 RF 信号从信号输入 19 起沿校准平面 14 的方向在定向耦合器 18 内行进， 以及 该第二 RF 信号从校准平面 14 起沿信号输入 19 的方向在定向耦合器 18 内行进。适合作为 定向耦合器 18 的包括具有定向性、 即使得能够在第一 RF 信号的分量和第二 R。
33、F 信号的分量 之间进行区分的任何组件。利用信号生成器 24 将信号馈送至输入线缆 10 的第一端口 12。 0056 图 1 以示意形式示出如下测量机构， 其中该测量机构用于利用矢量网络分析仪 (VNA)26 对包括端口 12 和信号输入 19 之间的输入线缆 10、 定向耦合器 18 和输出 20、 22 的 配置进行校准， 其中该 VNA 26 配备有第一 VNA 端口 28、 第二 VNA 端口 30 和第三 VNA 端口 32。由此引入了以下波量。a0和 b0表示输入线缆 10 的馈送用第一端口 12 处的波， 其中该 第一端口 12 以电气方式与网络分析仪的相应第一端口相连接。a1。
34、和 b1表示校准平面 14 中的波量。波量 a2和 b2是在网络分析仪 26 的第二 VNA 端口 30 和第三 VNA 端口 32 处所测 量到的、 经由定向耦合器 18 耦合出的值， 其中第二 VNA 端口 30 和第三 VNA 端口 32 以电气 方式与定向耦合器 18 的第一输出 20 和第二输出 22 相连接。这里， 假定这些端口 30、 32 理 想地相匹配， 即没有发生这些波的反射。在校准期间， 要确定 a1、 b1和值 a2、 b2之间的关系。 例如使用 UOSM 方法 ( 未知 (Unknown)、 开路 (Open)、 短路 (Short)、 匹配 (Match)， 还已知。
35、为 SOLR)， 已在 VNA 26 的端口 28、 30、 32 处对 VNA 26 进行了校准。这样， 特别地， 可以直接测 量波量之间的关系作为散射参数。 0057 说 明 书 CN 104220894 A 9 6/10 页 10 0058 0059 0060 现在在期望的频率范围执行上述散射参数的测量， 而作为 DUT(Device Under Test， 待测装置 ) 的三个不同的校准标准 16(OSM ： 开路、 短路、 匹配 ) 提供了校准平面内的 已知反射因数 DUT。 0061 定向耦合器 18 的属性被视为配置在待测装置 (DUT)16 或校准平面 14 与理想的定 向耦合。
36、器18之间的两端口误差。 图3示出针对该两端口误差的相应信号流图。 图2示出针 对图 1 所示的输入线缆 10 的端口 12 和校准平面 14 之间的配置的第二两端口误差的相应 信号流图。在校准期间， 确定各个误差参数并将这些误差参数用于测量值的数学校正。根 据图 3 的具有误差矩阵 E 的两端口误差表示在实际待测装置和具有四个独立参数 e00、 e01、 e10和 e11的测量结果之间所连接的两端口网络， 其中这四个独立参数 e00、 e01、 e10和 e11是频 率依赖的复参数。因此必须针对各期望频率值确定两端口误差的这四个参数。这要求针 对所谓的校准标准 16 所执行的至少三个独立测量。
37、。频繁使用的校准方法是所谓的 OSL 校 准 ( 开路、 短路、 负载 )。例如， 在 G Zimmer 所著的 “High Frequency Technology:Linear Models” ； Springer-Verlag Berlin Heidelberg New York ； 2000 ； ISBN 3540667164中描述 了根据校准测量计算复参数 e00、 e01、 e10和 e11。这三个参数已使得能够确定未知 DUT 的反 射因数， 但无法确定根据本发明的绝对波量。为了将乘积 e10e01分解成因数 e10、 e01， 因而如 以下部分所述继续进行。 0062 因此， 。
38、可以将根据图 1 的测量机构划分成两个独立的两端口误差。图 2 示出具有 误差矩阵 I 的第一两端口误差的信号流图 ： 0063 0064 其中该误差矩阵 I 在一方面为电气信号线 10 的第一端口 12 或网络分析仪 26 的 第一 VNA 端口 28 与另一方面为 DUT 16 之间。图 3 示出具有如下误差矩阵 E 的第二两端口 误差的信号流图 ： 0065 0066 其中该误差矩阵E是由于一方面为VNA 26的第二端口30和第三端口32或者定向 耦合器 18 的第二输出 20、 22 与另一方面为 DUT 16 之间的四端口两端口化简而产生的 ( 如 所示， 例如， 在 HIEBEL,。
39、Michael:Basic Principles of Vectorial Network Analysis.1st edition,Munich:Rohde&Schwarz GmbH&Co.KG,2006 中 )。校准的最终目的是确定误差矩阵 E 的所有四个分量 e00、 e01、 e10和 e11， 因为只有这样才可以确定绝对波量以及电流和电压。 利用 OSM 校准标准 (OSM 开路 ； 短路 ； 匹配 ) 的测量使得可以针对各频率点单独确定 (e ； i)00、 (e ； i)11和 (e ； i)10、 (e ； i)01。如果将标准开路、 短路和匹配的反射因数表示为 O、 S 和 。
40、M、 并且假定 M 0( 理想匹配 )， 则 ( 根据 HIEBEL,Michael:Basic Principles of Vectorial Network Analysis.1st edition,Munich:Rohde&Schwarz GmbH&Co.KG,2006)， 使用 (1) (3)， 获得以下 ： 说 明 书 CN 104220894 A 10 7/10 页 11 0067 i00 S11， M， (4) 0068 0069 0070 0071 0072 0073 其中， Sxy,z表示在标准 Z 为 Z O( 开路 )、 M( 匹配 ) 或 S( 短路 ) 的情况下、 针。
41、对 散射参数 S 的测量值， 其中 x 1、 2 或 3 并且 y 1。关于这些项的知识足以根据所测量 到的波量之间的关系 b2/a2( 参见 (3) 来确定 DUT 16 在校准平面内的反射因数 DUT b1/ a1。以下适用于该目的。 0074 0075 然而， 为了根据 a2和 b2确定绝对波量 a1和 b1， 需要将乘积 e10e01分解成因数。 为此， 首先使 i10 i01分解。由此可以利用以下事实 ： 误差矩阵 I 描述 VNA 26 的第一 VNA 端 口 28 与校准平面 14( 因而互逆的两端口 ) 之间的关系、 即以下。 0076 0077 关于 (11) 中的正确符号的。
42、确定等同于根据两个可能性来正确地确定 i10的相位。 为此， 继续进行以下。 为了进行关于正确符号的确定， 频率点处的相位必须是充分精确已知 的。这例如可以通过估计 VNA 26 的第一 VNA 端口 28 和校准平面 14 之间的机构的电气长 度来实现。 0078 还假定在两个相邻的频率点之间相位改变了小于90。 这意味着还可以针对所有 频率点确定 i10的正确相位。可以根据图 2 和 3 的信号流图推导出针对 a1的以下关系。 0079 0080 0081 由于这两个等式描述相同的波量， 因此根据这些获得以下。 0082 0083 其中，因而可以单独确定 e10以及根据该 e10使用 (7。
43、) 所推导出的 e01。 说 明 书 CN 104220894 A 11 8/10 页 12 使用 (10)、 (13) 和同样可以根据图 3 的信号流图推导出的以下关系式， 0084 0085 现在可以根据校准平面 14 中的测量得到的 a2和 b2、 绝对波量 a1和 b1来确定矩阵 E 的四个系数。 0086 图 4 示出用于在时域内测量先前定义的校准平面 14 中的电流 i(t) 和电压 u(t) 的机构， 其中 ： 利用与图 1 和 3 相同的附图标记来标识具有相同功能的部分， 由此参考以上 针对图 1 和图 3 的说明来解释这些部分。示波器 34 由此以电气方式与定向耦合器 18 。
44、的输 出 20 和 22 相连接， 并且任何期望的信号源 24b 经由 ( 可能修改了的 ) 输入线缆 10b 与信 号输入 19 相连接。 0087 由于作为时域内的测量的结果、 在所有频谱分量之间固有地维持了相位信息， 因 此该机构不限于单频或定期信号的测量。定向耦合器 18 的输出 20、 22 与示波器 34 的标识 为 v136 或 v238 的两个输入通道相连接。假定与根据图 1 的校准相比、 校准平面 14 与示波 器 23 的输入 36、 38 或定向耦合器 18 的输出 20、 22 之间的机构没有改变， 由此已确定的校 准系数保持有效。另一方面， 信号源 24b 及其向耦合。
45、器的输入线缆 10b 的改变对校准没有 影响。 0088 将所测量到的电压(在需要的情况下通过插值)表示为具有时间增量t0.5/ fmax的时间离散矢量 v1(kt) 或 v2(kt)， 其中 fmax表示校准数据可用的最大频 率， 并且 k 0.1,N-1 表示所有 N 个数据点内的连续索引。借助于快速傅立叶变换将 这些矢量变换到频域， 然后将这些频域称为 V1和 V2。 0089 V1(lf) FFTv1(kt) (16) 0090 V2(lf) FFTv2(kt) (17) 0091 其中 k 0， 1， .， N-1 0092 并且 0093 由于所测量到的电压是实数值， 因此考虑 f。
46、0 所用的频谱分量就足够了。结果为 频率增量 f 2fmax/(N-1)。通过插值使校准系数进入相同的频率网格。如果假定示波器 34 的输入具有与其输入线缆相同的阻抗 Z1、 使得此时没有发生反射， 则将针对各频率点的 相应波量确定为以下。 0094 0095 0096 借助于 (10)、 (13) 和 (15)， 根据这些波量来确定校准平面 14 中的绝对波 量 a1和 b1。通过去嵌入、 即如果获知校准平面 14 和另一平面 14b 之间的元件的散射 参数， 则还可以使与确定绝对波量 a1和 b1有关的平面从原始的校准平面 14 偏移至平 面 14b。(Michael Hiebel:Bas。
47、ic Principles of Vectorial Network Analysis.1st edition,Munich:Rohde&Schwarz GmbH&Co.KG,2006)。使用逆 FFT， 据此可以获得校准平面 14 或通过去嵌入偏移后的平面 14b 中的电压 u(t) 和电流 i(t) 的时间离散表示。 说 明 书 CN 104220894 A 12 9/10 页 13 0097 0098 0099 以下参考测量来验证以上所述的根据本发明的校准和测量方法。使用包括两个 Krytar型号1821-10dB的定向耦合器的机构作为耦合器。 这些定向耦合器的指定频率范围 为 1 18。
48、GHz。因而可以通过以较低频率的测量来仿效频率依赖的耦合衰减高的耦合器。 使用 Rohde&Schwarz ZVA8 型网络分析仪来进行校准。针对频率范围 300kHz 8GHz 获得 校准数据。在图 5 中图形示出所获得的误差矩阵 E 的系数， 其中在各情况下， 横轴 40 表示 以 GHz 为单位的频率 f， 并且纵轴 42 表示以 dB 为单位的系数 exy。第一曲线图 44 示出作为 频率 f 的函数的系数 e00的值的曲线， 第二曲线图 46 示出作为频率 f 的函数的系数 e01的值 的曲线， 第三曲线图 48 示出作为频率 f 的函数的系数 e10的值的曲线， 第四曲线图 50 示出 作为频率 f 的函数的系数 e11的值的曲线。 0100 系数 e01和 e01是通过定向耦合器的耦合衰减基本确定的。该耦合衰减例如在 250MHz 处具有约 19dB 的值。还意识到以下 ： 作为基本原理， 不能利用该机构来测量 DC 分 量， 并且极低频分量的确定所包含的不确定性程度高。由于该原因， 将所测量到的信号中 的这些频率成分人为地设置为零。对于时域内的测量， 所使用的 Agilent 54855A 型示波 器 ( 频率范围高达 6GHz) 的另一输入通道以电气方式与校准平面 14 相。