调制后的被测试信号的测试装置以及测试方法 【技术领域】
本发明涉及测试装置。背景技术 一直以来， 有线数字通信的主流是利用时分复用 (TDM) 方式的 2 值传输， 在进行 大容量传输的情况下， 通过并行传输、 高速传输来实现。当达到并行传输的物理极限时， 则 进行串行传输， 即利用高速接口 (I/F) 电路进行数个 Gbps ～ 10Gbps 以上的数据速率的高 速传输。但是， 数据速率的高速化也有极限， 因传输线路的高频损失和反射而出现 BER(Bit Error Rate( 比特误码率 )) 恶化的问题。
另一方面， 无线数字通信方式是在载波信号中搭载多比特信息进行发送接收。 总之， 数据速率不受载波频率的直接限制。例如， 作为最基本的正交调制解调方式的 QAM(Quadrature Amplitude Modulation( 正交调幅 )) 传输方式， 能够用一个信道来实现 4 值传输。关于 64QAM， 能够用一个载波来实现 64 值传输。也就是说， 即使不提高载波频率， 也能够利用这种多值调制方式提高传输容量。
这种调制解调方式不局限于无线通信， 也能够用于有线通信， 并已经以 PAM(Pulse Amplitude Modulation( 脉冲振幅调制 ))、 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying( 四相 相移键控 )) 或 DQPSK(Differential QPSK( 差分四相相移键控 )) 的方式开始被应用。尤 其是在光通信领域中， 在一条光纤上能搭载多少信息在成本方面是很重要的， 技术发展趋 势正从 2 值 TDM 转移到利用了这些数字调制的传输。
发明内容
发明所要解决的课题
在不久的将来， 这种数字调制解调方式有可能应用于以存储器和 SoC(System On a Chip( 单片系统 )) 为首的设备之间的有线接口， 但现状是， 并不存在能够对这种设备进 行大批量测试的多信道的测试装置。
虽 然 存 在 对 现 有 无 线 通 信 设 备 进 行 测 试 的 混 合 测 试 装 置 和 RF(Radio Frequency( 无线电频率 )) 测试模块， 但由于现有无线通信设备中的用于 I/O( 输入输出 ) 的通信端口 (I/O 端口 ) 通常仅限于一个或数个， 因此以往的测试装置和测试模块只包括数 个通信端口。因而， 在存储器等具有数十～数百信道以上的 I/O 端口的设备的测试中， 使用 这些测试装置和测试模块是很困难的。
另外， 在现有的 RF 信号的测试装置中， 将从 DUT(Device Under Test( 被测试设 备 )) 输出的信号进行 A/D( 模拟数字 ) 转换， 对该结果所得的庞大数据进行信号处理 ( 还 包括软件处理 )， 由此来判断期望值。因而， 测试时间会变长。
并且， 现有测试装置的数字针 (digital pin) 基本上仅能假定为 2 值 ( 根据情况 为 3 值， 即还包括高阻抗状态 Hi-Z) 的信号测试， 不具有数字调制信号的解调功能。
如果将存储器和 MPU(Micro Processing Unit( 微处理器 )) 这类设备的 I/O 都转换为数字调制方式， 则数十～数百信道以上的 I/O 均存在于一个设备中， 需要数百个同时 进行测试。 总之， 需要具有用数千个信道进行数字调制解调信号的输入输出的测试装置， 由 于测试装置的 CPU 资源也有极限， 因此要求在硬件水平上的实时测试。
除此之外， 如果能够利用对测试信号进行实时测试的测试装置， 则对制造者来说 是非常有用的， 所述测试信号通过振幅调制 (AM)、 频率调制 (FM)、 幅移键控 (ASK)、 相移键 控 (PSK) 等各种方式进行调制。
本发明是鉴于这种状况而完成的， 其某一实施方式的目的之一例如在于， 提供能 够对调制后的被测试信号进行高速测试的测试装置、 测试方法。
用于解决课题的手段
本发明的一个实施方式涉及对来自被测试设备的调制后的被测试信号进行测试 的测试装置。测试装置包括 ： 交叉定时测定部， 其用于生成交叉定时数据， 所述交叉定时数 据表示被测试信号的电平分别与多个阈值进行交叉的定时 ； 期望值数据生成部生成定时期 望值数据， 所述定时期望值数据表示其在将被测试信号所期望的期望值波形与多个阈值进 行比较时期望值波形与各阈值进行交叉的定时 ； 比较部， 其用于比较交叉定时数据与定时 期望值数据。 当根据该方式时， 能够基于被测试信号的电平发生变化的定时， 而不是基于对被 测试信号进行解调所得的基带信号， 对被测试设备的好坏和被测试信号的波形质量进行评 价。
本发明的另一实施方式也是测试装置。 该测试装置包括 ： 交叉定时测定部， 其用于 生成交叉定时数据， 所述交叉定时数据表示被测试信号的电平分别与多个阈值进行交叉的 定时 ； 波形再形成部， 其通过接收每个阈值的交叉定时数据， 并在时间方向和振幅方向进行 插补， 从而再次形成被测试信号的波形。
根据该方式， 通过对再次形成的波形实施各种信号处理， 即使不使用高价的频谱 分析仪和数字化仪等， 也能够用单个测试装置进行时间域、 频率域的解析、 以及调制解析。
此外， 任意组合以上的构成要素或者在方法、 装置等之间转换了本发明的特征的 方案， 作为本发明的实施方式都是有效的。
发明效果
根据本发明的某一实施方式， 能够对调制后的被测试信号进行高速测试。
附图说明 图 1 为表示本发明第一实施方式的测试装置的结构框图。
图 2 为表示锁存器阵列 (latch array) 的结构例的电路图。
图 3(a) 为表示交叉定时数据生成部的动作的时间图 ； 图 3(b) 为表示期望值波形 和多个阈值以及定时期望值数据的图。
图 4(a) ～ (c) 为表示通过定时比较部进行比较处理之一例的图。
图 5 为表示本发明第二实施方式的测试装置的结构框图。
图 6 为表示各种调制波被交叉定时数据生成部采样的状态的图。
图 7 为表示由波形再形成部进行再次构筑的波形图。
图 8 为表示第一变形例的测试装置的一部分结构的框图。
图 9 为表示第二变形例的测试装置的结构框图。 图 10 为表示对电平比较部中的振幅期望值数据与判断数据进行比较处理的示意图。 具体实施方式
下面以优选实施方式为基础， 并参照附图来说明本发明。对于各附图所示的同一 或同等的构成要素、 部件、 处理， 标注同一符号， 并适当地省略重复说明。另外， 实施方式不 是对发明进行限定而只是示例， 在实施方式中所记载的所有特征及其组合， 并不一定是发 明的实质。
实施方式所涉及的测试装置是将具有数字调制后的数字数据的发送接收接口的 被测试设备 (DUT) 作为测试对象。即， 将图像信号进行数字调制后提供给 DUT， 而且将从 DUT 输出的进行了数字调制后的数据与期望值进行比较， 从而进行好坏判断。测试装置 除了具有好坏判断的功能之外， 还可以具有进行了数字调制后的数据的波形解析、 星座图 (constellation map) 的生成功能等。
数字调制包括 ： APSK( 振幅相移键控 )、 QAM( 正交振幅调制 )、 QPSK( 四相相移键 控 )、 BPSK( 两相相移键控 )、 FSK( 频移键控 ) 等。虽然假设 DUT 是例如以存储器和 MPU 为 首的具有多信道的 I/O 端口的设备， 但不受上述限制。
( 第一实施方式 )
图 1 为表示本发明第一实施方式的测试装置 2 的结构框图。图 1 的测试装置 2 包 括按 DUT1 的 I/O 端口设置的多个 I/O 端子 PIO。测试装置 2 的 I/O 端子 PIO 分别经由传输 通路与 DUT1 对应的 I/O 端口相连接， 并输入来自 DUT1 的调制后的被测试信号 S1。I/O 端 口 PIO 的个数是任意的， 在存储器和 MPU 的情况下， 设置有数十～数百个以上， 但在图中为了 易于理解和简化说明， 而仅仅表示单一的 I/O 端子 PIO 以及与此相关的数据块 (block)。
测试装置 2 在每个 I/O 端子 PIO 上， 都包括交叉定时数据生成部 10、 期望值数据生 成部 30、 定时比较部 40 这三个功能块， 下面按照顺序分别进行说明。
(1-a) 交叉定时数据生成部
交叉定时数据生成部 10 用于生成交叉定时数据 DCRS， 所述交叉定时数据 DCRS 表示 被测试信号 S1 的电平分别与多个阈值 V0 ～ VN(N 为自然数 ) 进行交叉的定时。
具体而言， 交叉定时数据生成部 10 包括 ： 多值比较器 12 ； 阈值电平设定部 14 ； 时 间数字转换器 16 ； 实时定时发生器 ( 下面也称为定时发生器 )22。可以在每个交叉定时数 据生成部 10 中设置实时定时发生器 22， 也可以在多个交叉定时数据生成部 10 中共有一个 实时定时发生器 22。
多值比较器 12 是将被测试信号 S1 的电平与多个阈值 V0 ～ VN 进行比较， 并生成表 示与各个阈值 V0 ～ VN 的比较结果的比较数据 DCMP0 ～ DCMPN。例如， 第 i(0 ≤ i ≤ N) 个比较 数据 DCMPi 在 S1 ＞ Vi 时为 1( 高电平 ) ； 在 S1 ＜ Vi 时为 0( 低电平 )。需要说明的是， 高电 平、 低电平的分配可以相反。在本实施方式中， 以等间距配置有阈值 V0 ～ VN。但是， 本发明 不受上述限制， 根据对被测试信号 S1 实施的调制方式， 并不一定是等间距最合适， 也可以 是不相等的间距。总之， 只要根据 DUT1 的种类、 调制方式等对阈值 V0 ～ VN 进行适当设定即 可。此外， 在该情况下， 比较数据 DCMP0 ～ DCMPN 是以某一比特为分界进行 1 和 0 变化 ( 或 者取全 0 或全 1) 的所谓温度计码 (thermometer code)。下面， 将比较数据 DCMP0 作为最下 位比特、 DCMPN 作为最上位比特的 (N+1) 个比特的组总称为比较码 DCMP。
根据被测试信号 S1 的调制方式来设定阈值的个数 N+1 即可。例如在 16QAM 的情 况下， 只要包括 4 比特 (N ＝ 16) 左右的等级即可。在其他的调制方式中， 有时 2 比特 (N ＝ 4)、 3 比特 (N ＝ 8)、 5 比特 (N ＝ 32) 左右的等级最合适。
阈值电平设定部 14 用于生成阈值 V0 ～ VN。例如， 阈值电平设定部 14 为 D/A 转换 器， 其用于生成能够根据来自外部的数字控制信号进行调节的阈值。阈值可以根据 DUT1 的 种类、 调制方式等进行动态控制， 也可以预先精度良好地校准至规定值。
根据通信协议， 有时容许来自 DUT1 的被测试信号 S1 的振幅变化、 或容许 DC 偏置 变化。在该情况下， 阈值电平设定部 14 可以测定出被测试信号 S1 的振幅和 DC 偏置， 并根 据测定结果进行阈值 V0 ～ VN 的最优化。
时间数字转换器 16 通过接收每个阈值 V0 ～ VN 的比较数据 DCMP0 ～ DCMPN， 并测定比 较数据 DCMP0 ～ DCMPN 分别发生变化的定时， 从而生成交叉定时数据 DCRS0 ～ DCRSN。在本实施方 式中， 对交叉定时数据 DCRS0 ～ DCRS0 由每个阈值所生成的情况进行说明。此外， 在最简化的 方式中， 可以生成单一的交叉定时数据 DCRS， 所述交叉定时数据 DCRS 用于表示多个比较数据 DCMP 中的任意一个发生变化的定时。
时间数字转换器 16 包括锁存器阵列 18 和编码器 20。图 2 为表示锁存器阵列 18 的结构例的电路图。
定时发生器 22 用于产生各边缘的相位每次以规定的采样间隔 Ts 进行移动的 K 相 (K 为整数 ) 多选通信号 STRB1 ～ STRBK。采样间隔 Ts 可根据被测试信号 S1 的符号率 ( 频 率 ) 和调制方式进行设定。 例如， 将采样期间 Ts 设定为， 被测试信号 S1 的符号期间 Tsym( 符 号率的倒数 ) 的整数分之一 ( 例如 1/8 倍 )。即， 锁存器阵列 18 以规定的频率对比较数据 DCMP0 ～ DCMPN 进行过采样 (oversampling)。
锁存器阵列 18 在每个比较数据 DCMP0 ～ DCMPN 中分别具有 K 个触发器 FF1 ～ FFk。第 i 个比较数据 DCMPi 被输入到与之相对应的 K 个触发器中。在 K 个触发器的时钟端子中， 分 别输入 K 相多选通信号 STRB1 ～ STRBK。各个触发器 FF1 ～ FFk 的输出数据为 K 比特的温度 计码 ( 下面称之为定时码 TC)。例如， FF1 的输出被分配为最上位比特 (MSB)， FFk 的输出被 分配为最下位比特 (LSB)。
定时发生器 22 以测试速率 ( 周期 TRATE) 为基准， 可以重复产生选通信号 STRB1 ～ STRBK。对重复的测试速率赋予标记 (j)。
第 i 个定时码 TCi 表示被测试信号 S1 与第 i 个阈值 Vi 进行交叉的定时。具体而 言， 当第 i 个定时码 TCi 的值的变化点在第 j 个测试速率中位于上位第 L 比特 (1 ≤ L ≤ K) 时， 则 t ＝ j×TRATE+(L×Ts)， 并表示交叉定时 ( 从测试开始后的经过时间 )。能够通过对定 时码 TCi 进行优先编码来计算数值 L。编码器 20 用于接收定时码 TC， 并产生用于表示交叉 定时 t 的交叉定时数据 DCRS0 ～ DCRSN。交叉定时数据 DCRS0 ～ DCRSN 的数据形式是任意的， 可以 包括 j 与 L 一对数值。
图 3(a) 为表示交叉定时数据生成部 10 的动作的时间图。实线表示被测试信号 S1 ； 虚线表示由多值比较器 12 进行了数字化的比较码 DCMP。此外， 图 3(a) 表示 N ＝ 5 的情况。 另外， 交叉定时列 t0’ ～ ts’ 表示比较码 DCMP 的值发生变化的定时。
以上是交叉定时数据生成部 10 的结构和动作。需要说明的是， 交叉定时数据生成 部 10 的结构不受上述结构的限制， 也可以由其他的电路形式来构成。
(1-b) 期望值数据生成部
然后返回到图 1， 对期望值数据生成部 30 进行说明。
测试装置 2 可明确由 DUT1 输出的被测试信号 S1 是根据哪种模式数据的。将其 称之为期望值或基带期望值模式。期望值模式发生器 32 用于产生 2 值的基带期望值模式 PAT。期望值模式 PAT 是相当于 1 个符号的数据， 其在 16QAM 时为 4 比特。期望值模式 PAT 的比特数根据调制方式来设定。
符号化电路 34 通过数字信号处理， 假设以与 DUT1 相同的方式对基带期望值模式 PAT 进行数字多值调制， 生成其结果所得的期望值波形 S2。而且， 期望值模式发生器 32 在 将被测试信号 S1 所期望的期望值波形 S2 与多个阈值 V0 ～ VN 进行比较时， 通过数字信号 处理来生成定时期望值数据 DTEXP， 所述定时期望值数据 DTEXP 表示期望值波形 S2 与各阈值 V0 ～ VN 进行交叉的定时。图 3(b) 为表示期望值波形 S2 和阈值 V0 ～ VN 以及定时期望值数 据 DTEXP 的图。定时期望值数据 DTEXP 包括期望值交叉定时 t0、 t1…。
另外， 符号化电路 34c 用于输出表示定时期望值数据 DTEXP 的速率的速率设定数据 RATE。定时发生器 22 接收速率设定数据 RATE， 并与速率时钟同步生成选通信号 STRB， 所述 选通信号 STRB 包括与该值相对应的间隔的边缘列。
(1-c) 定时比较部
定时比较部 40 通过对交叉定时数据 DCRS(t0’ 、 t1’ … ) 与定时期望值数据 DTEXP(t0、 t1、… ) 进行比较， 来判断 DUT1 的好坏、 或者确定其不良位置。
如果忽视量子化的误差 ( 时间方向以及振幅方向 )， 则在生成了理想的被测试信 号 S1 时， 所测定出的交叉定时数据 DCRS 与定时期望值数据 DTEXP 一致。
图 4(a) ～ (c) 为表示通过定时比较部 40 进行比较处理之一例的图。
当通过波形变形等， 测定出的交叉定时数据 DCRS 表示与定时期望值数据 DTEXP 相比 偏离了允许量 ΔT 范围的值时， 则能够判断出 DUT1 不良。只要设定期望值定时 t 的上限值 与下限值的窗口， 对测定出的交叉定时 t’ 是否被包含在窗口内进行判断即可。在图 4(a) 中相对于阈值 V3 的交叉定时 t8’ 偏离了期望值 t8 的范围。
图 4(b) 表示来自 DUT1 的被测试信号 S1 发生振幅劣化的情况。图 4(c) 表示被测 试信号 S1 发生 DC 偏置的情况。由于振幅劣化和 DC 偏置， 所测定出的交叉定时 t’ 偏离了 期望值定时 t。因此， 根据本实施方式的测试装置 2， 能够检测出上述不良情况。
( 第二实施方式 )
图 5 为表示本发明第二实施方式的测试装置 2a 的结构框图。测试装置 2a 包括波 形再形成部 50 和波形解析部 52 来代替第一实施方式的定时比较部 40， 或者在第一实施方 式的定时比较部 40 的基础上还包括波形再形成部 50 和波形解析部 52。并省略了与图 1 重 复的数据块的说明。
波形再形成部 50 用于接收每个阈值 V0 ～ VN 的交叉定时数据 DCRS0 ～ DCRSN。这些数 据无非是以 (tk、 Vi) 列的形式表现出被测试信号 S1。k 为表示采样的标记号码的整数。另
外， i(0 ≤ i ≤ N) 为表示阈值电平的标记号码。波形再形成部 50 通过在时间方向和振幅 方向进行插补， 从而以数字值再次形成被测试信号 S1 的波形。
图 6 为表示各种调制波被交叉定时数据生成部 10 采样的状态的图。一般的采样 是以时间轴方向为基准进行的， 而本实施方式的特点为， 以振幅方向的阈值 V0 ～ VN 为基准 进行采样。
图 7 表示由波形再形成部 50 进行再次构筑的波形图。白色圆表示以阈值为基准 进行采样的点 ； 黑色圆表示被插补的点。波形再形成部 50 为能够执行线性插补、 多项式插 补、 三次样条插补等信号处理的 DSP(Digital Signal Processor( 数字信号处理器 )) 或者 计算机。若考虑到后面的信号处理的方便性， 则优选为， 波形再形成部 50 沿时间轴方向等 间距地对每个阈值 V 的交叉定时数据 DCRS 进行插补。将被插补的波形数据 S3 输入到波形 解析部 52 中。
波形解析部 52 对被再次形成的波形数据 S3 实施信号处理， 并进行被测试信号 S1 的时间域或频率域的解析和调制解析。例如， 对波形数据 S3 实施傅里叶变换 ( 快速傅里叶 变换、 FFT)， 在变换为频率域的基础上， 可以进行被测试信号 S1 的频谱解析和相位噪声解 析 ( 单边带相位噪声频谱解析 ) 等。 另外， 在时间域上， 可以进行被测试信号 S1 的眼图 (eye diagram) 解析和抖动解析。而且， 当被测试信号 S1 是进行了调制后的信号时， 可以对波形 数据 S3 应用调制解析， 并进行星座图的制作等。 根据图 5 的测试装置 2a， 即使不使用频谱分析仪和数字化仪， 也能够用单个测试 装置进行时间域、 频率域的解析、 以及调制解析。
综上所述， 以实施方式为基础对本发明进行了说明。 本实施方式仅是示例， 在上述 的各个构成要素和各处理过程的组合上可以有各种变形例， 而且本领域的技术人员也明白 上述的变形例在本发明的范围内。下面对这些变形例进行说明。
( 第一变形例 )
图 8 为表示第一变形例的测试装置 2b 的一部分结构的框图。这些变形例也能够 应用于图 1 的测试装置 2 以及图 5 的测试装置 2a 中的任一实施方式。由于位于多值比较 器 12 后面的结构与图 1 或图 5 或其组合的装置相同， 因而被省略。
测试装置 2b 在多值比较器 12 前面包括电平调节部 13。电平调节部 13 具有能使 被测试信号 S1 的振幅成分和 DC 偏置中的至少一个发生变化的功能， 可以由可变衰减器、 可 变放大器和电平移位器 (level shifter) 中的任意一个、 或它们的组合来构成电平调节部 13。电平调节部 13 对被测试信号 S1 的峰值电压、 振幅、 DC 偏置等进行测定， 并由此控制衰 减率、 增益、 偏置量。该控制可以利用所谓的 AGC(Automatic Gain Control( 自动增益控 制 )) 电路。
根据该变形例， 当允许被测试信号 S1 发生振幅变化和 DC 偏置变化时， 能够在排除 了这些影响的状态下对 DUT1 进行评价。
( 第二变形例 )
图 9 为表示第二变形例的测试装置 2c 的结构框图。图 9 的变形例为， 在图 1、 图5 的构成要素的基础上， 还包括再定时处理部 70 以及电平比较部 72。
如上所述， 定时比较部 40 用于判断被测试信号 S1 与某个阈值电平进行交叉的定 时是否与期望值一致。而电平比较部 72 用于判断在被测试信号 S1 的某个定时的振幅电平
是否与期望值一致。
期望值数据生成部 30c 包括期望值模式发生器 32 以及符号化电路 34c。 期望值模 式发生器 32 用于生成表示来自 DUT1 的期望值数据的期望值模式 PAT。
符号化电路 34c 接收期望值模式 PAT， 并对其进行符号化， 从而除了生成定时期望 值数据 DTEXP， 还生成了振幅期望值数据 DAEXP。定时期望值数据 DTEXP 的符号化处理如上所 述。振幅期望值数据 DAEXP 的生成处理如下执行。
1. 在规定间距的每个采样点， 对根据期望值模式 PAT 的被调制信号波形进行量子 化处理。该量子化是假想的， 不需要在符号化电路 34c 中实际生成被调制信号波形。
2. 生成表示在被调制信号波形的每个采样点的振幅电平属于多个振幅段 SEG0 ～ SEGN+1 中的哪一个的振幅期望值数据 DAEXP。
可以通过从存储器中读取按期望值模式 PAT 的每个值预先准备的振幅期望值数 据 DAEXP， 进行符号化处理。或者， 可以通过数值的演算处理进行符号化处理。
多值比较器 12、 阈值电平设定部 14、 锁存器阵列 18 和再定时处理部 70 将被测试 信号 S1 转换为能够与振幅期望值数据 DAEXP 进行比较的信号形式。在本说明书中， 将该转 换处理称为解调， 其与通过混合频率来提取基带信号的一般的解调处理不同。
多值比较器 12 用于将被测试信号 S1 与阈值 V0 ～ VN 进行比较， 来生成多个比较数 据 DCMP0 ～ DCMPN， 所述阈值 V0 ～ VN 用于规定多个振幅段 SEG0 ～ SEGN+1 的边界。
阈值电平设定部 14 根据振幅段数、 输入的被测试信号 S1 的电压范围和调制方式， 来设定多值比较器 12 的阈值电平。
锁存器阵列 18 与图 1 和图 5 所示的锁存器阵列 18 进行相同的动作。即、 在选通 信号 STRB 规定的每个采样定时锁存由多值比较器 12 输出的比较数据 DCMP0 ～ DCMPN。
由锁存器阵列 18 锁存的数据 ( 下面称为判断数据 )TC0 ～ TCN 表示在各采样定时， 被测试信号 S1 属于第几个振幅段数。
再定时处理部 70 用于接收由锁存器阵列 18 锁存的判断数据 TC0 ～ TCN。再定时 处理部 70 为了与后面的电平比较部 72 进行同步处理， 将判断数据 TC0 ～ TCN 进行再定时处 理， 使其与振幅期望值数据 DAEXP 的速率一致。
符号化电路 34c 输出振幅期望值数据 DAEXP 的同时， 也输出用于表示采样点的时间 间隔的定时数据 TD。定时发生器 70 生成包括脉冲边缘列 PE1 的选通信号 STRB， 所述脉冲 边缘列 PE1 具有与定时数据 TD 相对应的间隔。
符号化电路 34c 用于输出表示振幅期望值数据 DAEXP 的速率的速率设定数据 RATE。 定时发生器 70 接收速率设定数据 RATE， 并生成具有与该值对应的频率的第二脉冲边缘列 PE2。再定时处理部 70 用于使来自锁存器阵列 18 的多个判断数据 TC0 ～ TCN 与第二脉冲边 缘列 PE2 的定时同步。
电平比较部 72 接收由再定时处理部 68 进行再定时的判断数据 TC0 ～ TCN 和振幅 期望值数据 DAEXP， 根据这些数据， 在各采样定时对来自 DUT1 的被测试信号 S1 的振幅是否属 于所期望的振幅段进行判断。
以上是测试装置 2c 的结构， 之后说明其动作。
图 10 为表示在电平比较部 72 中， 对振幅期望值数据和判断数据进行比较处理的 示意图。在图 10 中， 实线的波形表示被测试信号 S1。振幅被分割为多段 SEG0 ～ SEGN+1。单点划线表示与所期望符号的被调制信号波形、 即期望值波形 S2 对应的窗口， 由 振幅期望值数据 DAEXP 进行定义。在 16QAM 的情况下， 从符号化电路 34c 输出了振幅期望值 数据 DAEXP， 所述振幅期望值数据 DAEXP 对与 16 个符号相对应的窗口进行定义。可以根据调 制方式、 格雷编码等符号化方式、 预期的振幅误差、 相位误差， 来设定每个符号的窗口。 图 10 表示与符号 (0100) 相对应的期望值窗口。
电平比较部 72 对用于定义窗口的振幅期望值数据 DAEXP 和判断数据 TC0 ～ TCN 表 示的被测试信号 S1 的振幅电平进行比较。其结果为， 能够判断出被测试信号 S1 的符号是 否与期望值一致。
如脉冲边缘 PE1a 所示， 可以将 1 个采样定时配置在窗口的时间宽度 Tw 的中央。 或 者如脉冲边缘 PE1b 所示， 可以配置在窗口的两端。在这种情况下， 能够实施如文字所示的 窗口测试。而且， 如 PE1 所示， 可以将脉冲边缘的频率尽可能设定得较高， 对被测试信号 S1 进行高级的数字化转换。
以上是测试装置 2c 的动作。 根据该测试装置 2c， 能够从时间轴方向和振幅方向的 两方面来评价被测试信号 S1。
另外， 在图 1 中增加了再定时处理部 70 和电平比较部 72 的结构、 在图 5 中增加了 再定时处理部 70 和电平比较部 72 的结构， 作为本发明的实施方式都是有效的。 ( 其他的变形例 )
在实施方式中， 关于对 DUT1 和测试装置 2 进行连接的传输线路， 不管其是有线还 是无线都可以。 另外， 本发明的测试装置不但能够用于调制后的信号， 而且也能够用于各种 模拟信号的全部测试。
一般来自 DUT1 的被测试信号 S1 与测试装置 2 内部的速率时钟同步生成。在这种 情况下， 定时发生器 22 向锁存器阵列 18 提供的选通信号 ( 脉冲边缘列 )STRB 可以与速率 时钟同步生成。
如果被测试信号 S1 不与速率时钟同步生成， 可以在被测试信号 S1 的始端预先插 入作为训练序列的前置数据 (preamble data)， 利用训练序列再生基准时钟， 并且与再生后 的基准时钟同步地生成选通信号 STRB。
虽然根据实施方式对本发明进行了说明， 但实施方式仅表示了本发明的原理、 应 用， 关于实施方式， 在不脱离由权利要求书规定的本发明思想的范围内， 可以包括很多变形 例和配置的变更。
附图标记的说明
产业上的可利用性 本发明能够用于测试装置。