宽带码分多址系统频率控制方法和装置 技术领域：
本发明涉及无线移动通信领域，尤其涉及第三代移动通信宽带码分多址的频分双工式通信系统中的频率控制方法。
背景技术：
随着移动通讯系统在社会各个领域中应用范围的日益扩大，人们对于移动通讯系统的要求也越来越高，从早期的模拟通讯技术，发展到现在的承载话音信号的数字通讯技术，继而朝着数据业务的第三代移动通讯系统发展。在任何通信系统中，由于物理器件本身长期或短期的频率漂移使得接收机的晶振频率与发射机的晶振频率存在一定的偏差，如果这种频率偏差不采取措施加以消除而引入到通信系统中必然会给通信质量带来影响，所以通信系统中接收机的首要任务之一就是自动消除这种频率偏差，使接收机与发射机的频率相匹配，也即通常所说的自动频率控制(Automatic Frequency Control，AFC)，在WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信系统同样也需要进行自动频率控制。在中国专利1264228“宽带码分多址系统中自动频率控制装置和方法”中提出在小区搜索获得时隙同步、帧同步以及主扰码号后对CPICH(Common Pilot Channel，公共导频信道)信道解扰解扩，对解调后的CPICH符号做快速傅立叶变换到频域，然后根据能量分析提取频率偏差信息。其发明是针对WCDMA系统中的移动终端而言的，但是WCDMA系统中基站同时接收和处理多个用户的信号，如果使用同样的FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)技术，显然计算量较大，消耗的硬件资源较多，是不太可能实现的。另外在中国专利1318932“便携式无线电系统。其中所使用的便携式无线电装置和频率误差预测方法”中利用延迟共扼复数相乘，然后通过坐标旋转数字计算法计算反正切来获取两复数的相位差信息，最终可以计算频率偏差信息。
在移动无线通信系统中，由于移动台本身的运动会引起另外一种频率偏移，一般称之为多谱勒频移fD(fD=vλcosα)=fm·cosα,]]>fm为最大多谱勒频移，α电波到达方向与移动台运动方向之间地夹角)，它反映了无线信道的时变特性，多谱勒频移大小主要与载波波长，移动台的速度以及移动台运动方向与电波到达方向的夹角有关。由于无线信道环境随时间不断变化，对无线信道特性的估计也要做相应改变，具体来说，就是要根据多谱勒频移大小对信道估计滤波长度做动态调整。另外在无线通信中存在多径传播，所以在接收机端要进行多径搜索，寻找到达接收机多径的时延和相位信息，而多径搜索的相干积分长度随多谱勒频移动态变化。所以为了提高WCDMA系统基站接收机的接收性能，必须估计出多谱勒频移以动态调整多径搜索的相干长度和信道估计的滤波长度。由于在一定载波频率下最大多谱勒频移只与移动速度有关，所以最大多谱勒频移估计与移动速度估计在某种意义上说是等效的。由于在WCDMA系统中，往往需要对于移动速度进行有效估计，虽然已经有对WCDMA系统基站中频率偏差估计的方法，也有对于最大多普勒频移的估计方法，但是并没有一个能够同时对频率偏差和最大多普勒频移进行有效估计的方法，从而使得在现有系统中，只能采用两种不同的方法对两种参数进行估计，计算量十分巨大，相应的系统存储需求也十分大，资源浪费严重，同时由于采用两种不同的方法，使得系统运行效率低下。
发明内容：
本发明的目的是克服现有技术存在的无法同时对WCDMA系统基站中频率偏差和最大多普勒频移进行估计，从而导致系统计算量大、资源浪费严重、运行效率低下的缺点，以期提出一种能够同时解决WCDMA系统基站中频率偏差的估计以及最大多谱勒频移的估计，避免增大计算量与存储量、估计迅速、范围广、可靠的宽带码分多址系统频率控制装置和方法。
为实现上述目的，本发明构造了一种宽带码分多址系统频率控制装置，包括DPCCH(Dedicated Physical Control Channel，专用物理控制信道)频偏补偿器、DPCCH相干解调器、频率偏差估计器、频移控制器，还包括自相关器和多谱勒频移估器；
所述DPCCH频偏补偿器接收解扰解扩后的DPCCH符号数据，利用反馈回来的频率偏移信息补偿DPCCH，进行频率偏移补偿后将之送入所述DPCCH相干解调器，所述DPCCH相干解调器去掉发射端DPCCH符号带来的相位偏转，将信号送到所述自相关器，对DPCCH的自相关函数进行估计，将估计后的自相关函数结果分别送到所述多谱勒频移估计器和所述频率偏差估计器，由所述多谱勒频移估计器和所述频率偏差估计器分别估计出最大多谱勒偏移信息和固定频率偏移信息；最后把多谱勒频移输入到所述频移控制器，由所述频移控制器计算出当前多径搜索相干积分长度和信道估计滤波长度。
本发明还提出了一种宽带码分多址系统频率控制方法，包括以下步骤：
第一步：使用频率偏移估计值补偿解扰解扩后DPCCH符号；
第二步：对DPCCH符号进行相干解调；
第三步：求自相关函数R[k]，k＝0，1，2，...k为整数，fD为最大多谱勒频移，p为第p径到达基站的方位角、p为多径编号、l为符号记数、r[p，l]表示第p条径第l个符号的幅度；
第四步：输出自相关函数的R[1]，求R[1]的主辐角，将之转换成相应的频率偏差，并对此频率偏差做滤波，即得到系统的频率偏差；
第五步：利用估计的多谱勒频移控制多径搜索的相干积分长度和信道估计的滤波长度。
所述第二步中的相关解调进一步包括以下步骤：
(1)将频率偏移补偿后的DPCCH符号解复用为导频符号和非导频符号；
(2)将导频符号与本地产生的导频相乘，并使用相干后的导频信息判断发射端的非导频符号的正负号；
(3)将相干后的导频符号与接收的非导频符号相乘；
(4)把经过处理的导频符号与非导频符号复用。
所述第三步中k的取值个数与k本身的间隔可以根据计算量与要求多谱勒频移估计的精度来选取，第三步进一步包括以下步骤：将k从0开始依据公式进行计算，一旦出现Re(R[k])出现小于等于0，就相当于找到了J0(2πfDkTs)的第一个零点；否则一直计算到最大的k，如果还没有出现第一个零点，说明这时移动台速度比较小，采用c*R[0](0＜c＜1)来代替0，重复上面的步骤，如果还没有找到对应k的值，则直接给定所能接受的最小多谱勒频率。
采用本发明所述的方法和装置，能够同时解决WCDMA系统基站中频率偏差的估计以及最大多谱勒频移的估计，避免增大计算量与存储量、估计迅速、范围广、可靠。
附图说明：
图1是一般基站RAKE接收机示意图。
图2是本发明所述宽带码分多址系统频率控制装置结构图。
图3是DPCCH频率补偿示意图。
图4是DPCCH相干解调示意图。
图5是DPCCH自相关函数估计示意图。
图6是多谱勒估计示意图。
图7是频率偏差估计示意图。
具体实施方式：
下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。根据这些结构图，同一领域的技术人员可以很容易实现本发明。
本发明所述宽带码分多址系统中频率控制的算法原理如下：
设基站接收的第p条单径信号经过下变频到基带并采样后记为：rp(m)=αpejθp[I(m)+jQ(m)],]]>αp表示信道衰落，θp表示信道相位偏移，为了简便，假设发射信号初始相位为0，且不考虑传播时延造成的相移，则θp＝2π(fDcosp+Δf)mTc，其中m为码片记数，Tc为码片时间间隔，fD为最大多谱勒频移，p为第p径到达基站的方位角，它应为时间和地点的函数，Δf接收机(基站)与发射机(移动台)的载波频率偏差。I(m)和Q(m)分别为移动台发射的DPDCH和DPCCCH原始码片数据。
设经过基站接收机解扰解扩并对DPCCH相干解调后的DPCCH符号记为：S[p，l]它是复数，其中p为多径编号，l为符号记数，则S[p,l]=r[p,l]jejθ′p,]]>其中r[p，l]和θ′p分别表示第p条径第l个符号的幅度和相位偏移，则θ′p＝2π(fDcosp+Δf)lTs，Ts为DPCCH符号间隔。
首先叙述最大多谱勒频移fD的估计原理。
假设经过理想的频率偏移补偿后，则
设自相关函数表示为Rp[k]，k为正整数。
对于某一确定的p，当n＜0时，令g＝-n，则有
所以
令R[k]=ΣpRp[k],]]>表示对从各个方向到达基站的所有径的共扼复乘值求和，则Re(R[k])是J0(2πfDkTs)的函数。由于Re(R[k])还包含了幅度信息，为了避免由此带来的误差，选取J0(2πfDkTs)＝0，在求取R[k]的同时观察Re(R[k])的大小，一旦Re(R[k])出现小于等于0时，即可停止R[k]计算，求得fD，这就是我们所说的即时性。为了减少计算量，自相关函数只有有限个R[k]，若多谱勒频移较小，也即移动台速度较小时，在有限的R[k]内无法满足J0(2πfDkTs)，所以我们这时就要对小的多谱勒频移估计再作进一步处理，这就是我们所说的分段性。
下面再叙述频率偏差Δf估计原理。
现在假设在某段时间间隔T内(通常取T＝1或2Ts)，假设多谱勒频移(fDcosp)和符号幅度(为了简化，记为r)基本不变，则RP[T]＝r2ej2πΔfT，显然根据RP[T]很容易求得2πΔfT＝αtan(RP[T])＝，进而得到频率偏差信息Δf=atan(RP[T])2πT,]]>这时RP[T]就是当k＝1或2时的R[k]，所以自相关法能同时估计频率偏差信息与最大多谱勒频移。
本发明所述宽带码分多址系统中频率控制的操作步骤如下(与附图2对应)：
第一步：使用频率偏移估计值补偿解扰解扩后DPCCH符号(201)。
第二步：将频率偏移补偿后的DPCCH符号解复用为导频符号和非导频符号，导频符号与本地产生的导频相乘，并使用相干后的导频信息(其实这就是粗略的信道估计)来判断发射端的非导频符号的正负号，再与接收的非导频符号相乘，其实就相当于非导频符号的解调，然后把经过处理的导频符号与非导频符号复用，这也就是DPCCH符号的相干解调(202)。
第三步：求自相关函数R[k]，k＝0，1，2，...k为整数，k的取值个数与k本身的间隔可以根据计算量与要求多谱勒频移估计的精度来选取，一旦出现Re(R[k])出现小于等于0，就相当于找到了J0(2πfDkTs)的第一个零点；否则一直计算到最大的k，如果还没有出现第一个零点，说明这时移动台速度比较小，那么就采用c*R[0](0＜c＜1)来代替0，重复上面的步骤，如果还没有找到对应k的值，则直接给定所能接受的最小多谱勒频率(203)。
第四步：输出自相关函数的R[1](复数)，求R[1]的主辐角(即相位偏差)，然后转换成相应的频率偏差，并对此频率偏差做滤波，即得到系统的频率偏差(204、205)。
第五步：利用估计的多谱勒频移控制多径搜索的相干积分长度和信道估计的滤波长度(206)。
图1是一般基站RAKE接收机示意图。通过天线101.1和101.2接收的数据下变频后进入到基带RAKE接收机，一路经过多径搜索器102和多径分配器103，找到每条多径的时延与相位，然后将时延与相位信息送给跟踪解扰解扩器104，跟踪解扰解扩对天线下来的数据利用得到相位信息进行解扰解扩。解扰解扩后的DPCCH数据送到频移控制器105，以得到固定频率偏移和多谱勒频移，对固定频率偏移需做补偿，多谱勒频移信息控制后面信道估计的滤波长度以及反馈到多径搜索以控制多径搜索的相干积分长度，以提高多径搜索的可靠性与准确性。解扰解扩后的DPDCH(Dedicated Physical Data Channel，专用物理数据信道)和DPCCH数据同时进入信道估计补偿器106，由DPCCH估计出信道相移和幅度，然后对相应的DPDCH数据做补偿；最后进入多径合并器107，将各条径的DPDCH数据进行最大比合并，至此就完成了基带RAKE接收。合并后的DPDCH数据进入后面的译码器。
图2是频率控制示意图。宽带码分多址系统频率控制装置由以下几个部分组成：A、DPCCH(Dedicated Physical Control Channel，专用物理控制信道)频偏补偿器201；B、DPCCH相干解调器202；C、自相关器203；D、多谱勒频移估器204；E、频率偏差估计器205；F、频移控制器206。
具体说来，各个部分主要有如下作用：
所述的DPCCH(Dedicated Physical Control Channel，专用物理控制信道)频偏补偿器201根据估计的频率偏差对解扰解扩后的DPCCH符号进行频率偏移补偿，另外一种方案就是直接在天线接收做降采样和A/D转换之后的数据做频率偏移补偿，本发明只描述第一种方案的装置。
所述的DPCCH相干解调器202，就是去掉频偏补偿后的的DPCCH符号(包含上行DPCCH插入导频符号和非导频符号)本身的正负号，消除由于DPCCH符号本身所带来的相位偏转。DPCCH中的导频符号直接与本地产生的导频符号相乘，非导频符号则要利用相干解调后的导频符号经过一定的算法来实现，非导频符号的相干解调其实是信道估计的一部分内容，不是本发明的内容，所以这里不做详细说明，直接利用信道估计的部分结果即可。
所述的自相关器203对频率偏移补偿且相干解调后的DPCCH符号进行自相关处理，估计DPCCH的自相关函数。
所述的多谱勒频移估计器204利用自相关函数来估计最大多谱勒频移。
所述的频率偏差估计器205取自相关函数其中某一个值通过求取反正切和转换得到频率偏差，然后进一步对频率偏差滤波便得到了准确的频率偏差。
所述的频移控制器206根据估计的多谱勒频移大小确定多径搜索的相干积分长度和信道估计的滤波长度。
图3是图2所述的DPCCH频偏补偿器201结构示意图。它接收由频率偏差估计器205反馈回来的频率偏差，首先进入频率相位偏移装置301，将频率偏移转换成每个符号相应的相位偏移(复数eiθ形式)，然后与直接输入的解扰解扩后DPCCH数据同时进入共扼复乘器302进行共扼复乘，其实就相当于完成符号的频偏补偿。
图4是图2所述的DPCCH相干解调器202结构示意图。它接收频偏补偿后的DPCCH符号数据，首先分别对I、Q两路的数据通过解复用器402和403，将导频部分与非导频部分分开，本地导频产生器401产生与发射端相同的导频符号，然后与接收的导频符号的I、Q两路分别相乘，去掉导频符号带来的相位偏转，即完成导频符号的相干解调，另外经过非导频符号判断器404得到发射端非导频符号的信息，同样与接收的非导频符号的I、Q两路分别经过路导频相干器405、406和Q路导频相干器407、408相乘，去掉导频符号带来的相位偏转，即完成导频符号的相干解调(准确地说应该是准相于解调)，最后再分别将I、Q两路的导频符号与非导频符号通过复用器409、410复用起来，即可得到相干解调且频偏补偿后DCCH符号的I、Q两路。
图5是图2所述自相关器203结构示意图。其输入是相干解调且频偏补偿后DPCCH符号的I、Q两路，首先分别进入延迟器501和502，都延迟k(k＝0，1，2...为整数)个符号，然后与原I、Q数据进入共扼复乘器503，再在求和器504对连续多个符号的共扼复乘值求和，即得到某一个k值下的近似相关函数值R(k)，取多个不同的k值就得到了DPCCH符号的自相关函数。
图6是图2所述的多谱勒频移估计过程示意图。其输入是DPCCH符号的自相关函数。其过程主要是对自相关函数R(k)的变量从小到大判断，第一步判断R(k)是否小于0；否则再判断R(k)是否小于某个给定的常数，否则就直接给定最小的多谱勒值。其实图5和图6应该在一个连续的过程中，只是为了画图方便才分别作图。
图7是频率偏差估计示意图，它的输入也是DPCCH符号的自相关函数。但只取其中某一个函数值(一般是R(1))，首先反正切器701利用反正切函数求R(1)的复角，它其实就是一个查表的过程，然后相位频率偏差转换器702根据前面叙述的原理将相位偏移转化为初始频率偏移。最后滤波器703对初始频率偏移滤波(滤波比较灵活，既可以做线性滤波，也可以做非线性滤波等)，即得到了最后的频率偏移Δf。