灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器及调节方法 技术领域
本发明涉及一种低压降电压调节器及其电压调节方法，尤其是涉及一种灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器及调节方法。
背景技术
LDO(Low dropout regulator，低压降电压调节器)用于从某个较高的、有噪声的电压源产生一个干净且调节良好的电压源，是应用非常广泛的一种降压型DC-DC变换器。与开关电源DC-DC相比，它具有成本低、噪声低和静态电流低的优点，同时，由于无需开关动作和电感，也不会带来EMI问题，因此被广泛应用于电池供电的便携式电子设备中，尤其是用在对噪声敏感的系统上。
同时随着人们对手机、PDA、笔记本电脑等便携式、噪声敏感的设备高速度和多功能的追求，高精度、快速负载瞬态的LDO成为如今电源设计的趋势。同时，随着系统高集成度的发展，大负载已经成为电源设计的趋势。并且，随着系统对电源高精度的要求，高系统增益则是必需的。然而，随着系统负载的增加和系统增益的提高，常规的补偿方法已经不能保证系统的稳定。这也同时减弱了系统的负载瞬态响应，因此，很难找到好的方法来保证大负载高增益系统在保证稳定的同时，具有快速的负载瞬态响应。目前，存在多种频率补偿方案用于保证系统的稳定性，包括Miller补偿、嵌套Miller补偿及动态Miller补偿，以及可能成为补偿的一部分的额外的芯片外或晶粒外负载电容。然而，上述方案都因为成本和方案的困难实现受到限制，相应对最小尺寸、简单补偿方案的偏好向补偿方案提出了进一步限制。
如图l所示，现有的快速负载瞬态响应的LDO及其补偿元件由输出功率管304、电阻分压网络306、误差放大器三302、输出缓冲级303(即buffer 级)，基准电压源101以及频率补偿元件305和输出负载307构成。基准电压产生模块即基准电压源101通常是带隙基准(bandgap)电压，该模块产生一个几乎不随电源电压、芯片温度等工作条件而变化的参考电压。输出电压VOUT驱动输出负载307，所述输出负载307包括一个负载电容CL和一个负载电阻RL。所述频率补偿元件305由电阻Rc和Cc串接组成，输出负载307由电阻RL、电容CL和电阻Resr组成。系统通过电阻分压网络306中的电阻R孔和RF2分压进行采样，并将该分压信号反馈到误差放大器三302的一个输入端。而误差放大器三302的另一个输入端连接带隙基准产生的参考电压Vref，误差放大器三302的输出端连接一个输出缓冲级303构成所述LDO的小信号分析结构，快速的负载响应是通过添加buffer级且通过buffer级来驱动输出功率管304来实现的，存在一个buffer级的原因是为了隔离误差放大器三302输出端的高阻抗与输出功率管304栅极间由于Miller效应产生的大电容，控制输出功率管304栅极的时间常数。然而，为了能够获得足够大的带载范围，buffer级一般需要轨对轨的运算放大器实现，这就增加了系统的电路难度与复杂度。电路的目标是通过反馈监控输出电压VOUT并且将其与参考电压Vref相比较，当VOUT太高或太低时，电路将会自动调节以便VOUT返回其标称值，以使VOUT保持基本恒定。
负载(即输出负载307)变化导致VOUT的变化以及对比变化响应速度是考察LDO性能的一个重要指标，从LDO本身设计的要求看，希望在负载变化时，VOUT输出的变化越小越好。实际应用中，外部负载急剧变化时，输出电流也会产生急剧的变化，也会导致输出电压VOUT的急剧变化，这个变化通过反馈电阻反映到误差放大器三302的正输入端，误差放大器三302就通过比较Vfb和Vref的电压差来控制输出功率管304的导通程度，从而来稳定输出电压VOUT。
图3给出了一种典型情况下图1所述LDO的瞬态响应仿真波形，其表征瞬态响应时间为Δt1和Δt3。其中，Δt1表示为： ![]()
式中，BWc1为系统的闭环带宽，Cpass为传 输管的栅极寄生电容，tsr和Isr分别为输出功率管304的栅极驱动信号的压摆时间和压摆限制电流，ΔV为输出变化电压(即输出电压VOUT的变化量)。而Δt3同样反比于系统的闭环带宽，但它不受压摆电流的限制。对于不同的负载跳变，系统的闭环带宽越大，系统的瞬态响应时间会越短。因而，为了减小Δt1和Δt3，需要增加系统的带宽和驱动栅极的压摆电流。
结合图2，现有快速负载瞬态响应LDO架构的小信号分析结构由误差放大器的小信号等效跨导308(即gm1)、输出阻抗309、输出缓冲级303、输出功率管小信号结构310(即-gm2)、电阻分压网络306、频率补偿元件305、基准电压源101和输出负载307构成。并且图2所示LDO的传输函数如下： ![]()
其中：A(0)＝gm1gm2RO1(RO2//RL//(RF1+RF2))， ![]()
![]()
单位增益带宽 ![]()
为保证系统稳定，必须保证ω2＞＞ω1，但是，当负载电流增大时，第二级的增益gm2Ro2降低，密勒效应减弱，ω1向ω2靠近，系统容易出现不稳定。为了保证大负载下的稳定，Cc需要加大，这将导致系统带宽的降低同时导致芯片面积的增加，同时导致系统的负载瞬态响应的降低。
综上，在诸多影响输出稳定性，大负载导致输出极点与输出功率管304栅极极点的动态变化起主要作用，而对于负载瞬态响应的影响因素中系统带宽与对输出功率P管栅电容的充放电时间起主要作用。在某些设计中，由于高电源精度、静态电流等一些参数的制约，上述LDO系统不具备宽的带宽或者无法保证进行动态补偿或对输出功率管304栅极充电电流的限制，导致该LDO的响应特性就会很差。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种设计合理、电路接线方便、投资成本低、响应速度快且系统稳定性高、使用效果好的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：包括基准电压源、分别与基准电压源相接的误差放大器一和误差放大器二、分别与误差放大器一和误差放大器二的输出端相接的N沟道MOS管一和N沟道MOS管二以及用于控制N沟道MOS管一和N沟道MOS管二的静态电流的静态电流控制单元；所述误差放大器一由比较器一和电流镜一组成，所述误差放大器二由比较器二和电流镜二组成，所述比较器一的反相输入端和比较器二的正相输入端均与基准电压源相接；所述静态电流控制单元由电流求和单元、拉出电流相减单元和灌入电流相减单元组成，所述电流求和单元的两个输出端分别与拉出电流相减单元和灌入电流相减单元的一个输入端相接，且比较器一和比较器二的输出端分别与拉出电流相减单元和灌入电流相减单元的另一个输入端相接，所述拉出电流相减单元和灌入电流相减单元的输出端分别与电流镜一和电流镜二的输入端相接；所述电流镜一和电流镜二的输出端分别与N沟道MOS管一和N沟道MOS管二的栅极相接，N沟道MOS管一的漏极接VCC电源端且其源极接输出负载电路，N沟道MOS管二的源极接地且其漏极接输出负载电路，N沟道MOS管一的源极和N沟道MOS管二的漏极相接后分别与比较器一的正相输入端和比较器二的反相输入端相接。
上述的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：所述比较器一和比较器二均为恒定跨导结构的运算放大器。
上述的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：所述比较器一和比较器二集成为一体并形成一个双端输出的双运算放大器。
上述的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：所述比较器一和比较器二共用所述双运算放大器的两个公用输入端。
上述的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：所述双运算放大器由P沟道MOS管M1、P沟道MOS管M2、N沟道MOS管M3、N沟道MOS管M4、N沟道MOS管M10、N沟道MOS管M11、P沟道MOS管M12和P沟道MOS管M13组成；其中，所述P沟道MOS管M1、P沟道MOS管M2、 N沟道MOS管M3、N沟道MOS管M10和P沟道MOS管M12组成比较器一，所述P沟道MOS管M1、P沟道MOS管M2、N沟道MOS管M4、N沟道MOS管M11和P沟道MOS管M13组成比较器二；
所述P沟道MOS管M1的源极和P沟道MOS管M2的源极均接所述双运算放大器的电源端VIN，P沟道MOS管M1的漏极与N沟道MOS管M3的漏极相接，N沟道MOS管M3的栅极与其漏极相接，且N沟道MOS管M 3的栅极与N沟道MOS管M10的栅极相接，N沟道MOS管M10的漏极与P沟道MOS管M12的漏极相接且P沟道MOS管M12的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M12的源极接电源端VIN，P沟道MOS管M2的漏极与N沟道MOS管M4的漏极相接，N沟道MOS管M4的栅极与其漏极相接，且N沟道MOS管M4的栅极与N沟道MOS管M11的栅极相接，N沟道MOS管M11的漏极与P沟道MOS管M13的漏极相接且P沟道MOS管M13的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M13的源极接电源端VIN，N沟道MOS管M3的源极、N沟道MOS管M10的源极、N沟道MOS管M4的源极和P沟道MOS管M11的源极均接地；
所述P沟道MOS管M1的栅极和P沟道MOS管M2的栅极分别为所述双运算放大器的两个公用输入端，且P沟道MOS管M1的栅极分别与N沟道MOS管一的源极和N沟道MOS管二的漏极相接，P沟道MOS管M2的栅极均与基准电压源相接。
上述的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：还包括N沟道MOS管M5、N沟道MOS管M6、P沟道MOS管M7、P沟道MOS管M8和P沟道MOS管M9；其中，所述N沟道MOS管M5、N沟道MOS管M6和P沟道MOS管M7组成电流求和单元，所述P沟道MOS管M8和N沟道MOS管M10组成拉出电流相减单元，所述N沟道MOS管M11和P沟道MOS管M9组成灌入电流相减单元；
所述N沟道MOS管M3的栅极与N沟道MOS管M6的栅极相接，N沟道MOS管M4的栅极与N沟道MOS管M5的栅极相接，N沟道MOS管M6的漏极和N沟道MOS管M5的漏极均与P沟道MOS管M7的漏极相接，P沟道MOS 管M7的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M7的栅极分别与P沟道MOS管M8的栅极和P沟道MOS管M9的栅极相接，P沟道MOS管M8的漏极与P沟道MOS管M12的漏极相接，P沟道MOS管M9的漏极与P沟道MOS管M13的漏极相接，P沟道MOS管M7的源极、P沟道MOS管M8的源极和P沟道MOS管M9的源极均接电源端VIN，N沟道MOS管M5的源极和N沟道MOS管M6的源极均接地。
上述的灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，其特征在于：所述电流镜一由P沟道MOS管M14、N沟道MOS管M15、N沟道MOS管M16、P沟道MOS管M17、P沟道MOS管M18、N沟道MOS管M19和电阻R1组成；所述P沟道MOS管M14的栅极与P沟道MOS管M12的栅极相接，P沟道MOS管M14的漏极与N沟道MOS管M15的漏极相接且N沟道MOS管M15的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M15的栅极与N沟道MOS管M16的栅极相接，N沟道MOS管M16的漏极与P沟道MOS管M17的漏极相接且P沟道MOS管M17的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M17的栅极与P沟道MOS管M18的栅极相接，P沟道MOS管M18的漏极与N沟道MOS管M19的漏极相接且N沟道MOS管M19的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M19的栅极经电阻R1后与N沟道MOS管一的栅极相接，且N沟道MOS管M19的源极与N沟道MOS管一的源极相接，P沟道MOS管M14的源极、P沟道MOS管M17的源极、P沟道MOS管M18的源极均接电源端VIN，N沟道MOS管M15的源极和N沟道MOS管M16的源极均接地；
所述电流镜二由P沟道MOS管M20、N沟道MOS管M21、N沟道MOS管M22、P沟道MOS管M23、P沟道MOS管M24、N沟道MOS管M25和电阻R2组成；所述P沟道MOS管M20的栅极与P沟道MOS管M13的栅极相接，P沟道MOS管M20的漏极与N沟道MOS管M21的漏极相接且N沟道MOS管M21的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M21的栅极与N沟道MOS管M22的栅极相接，N沟道MOS管M22的漏极与P沟道MOS管M23的漏极相接且P沟道MOS管M23的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M23的栅极与P沟道MOS 管M24的栅极相接，P沟道MOS管M24的漏极与N沟道MOS管M25的漏极相接且N沟道MOS管M25的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M25的栅极经电阻R2后与N沟道MOS管二的栅极相接，N沟道MOS管二的漏极与N沟道MOS管一的源极相接，P沟道MOS管M20的源极、P沟道MOS管M23的源极和P沟道MOS管M24的源极均接电源端VIN，N沟道MOS管M21的源极、N沟道MOS管M22的源极、N沟道MOS管M25的源极和N沟道MOS管二的源极均接地。
同时，本发明还公开了一种在不影响静态电流和电源精度的情况下，利用新颖的恒定跨导驱动电路对功率管栅极电容进行充放电，从而大大改善LDO瞬态响应的灌入/拉出电流快速响应的线性电压调节方法，其特征在于该方法包括以下步骤：
步骤一、负载电流实时反馈与判断：所述N沟道MOS管一和N沟道MOS管二实时将各自输入至负载电路的输出电压VOUT均同步反馈至比较器一和比较器二，所述比较器一和比较器二对反馈的输出电压VOUT和基准电压源所输入的基准电压Vref进行比较，且根据比较结果相应将当前负载电路的负载电流分为无负载电流、拉出电流和灌入电流三种状态；
步骤二、负载电流快速响应，误差放大器一和误差放大器二通过分别对N沟道MOS管一和N沟道MOS管二进行动态控制，实现对负载电路在无负载电流、拉出电流和灌入电流三种状态下的快速响应：
当处于无负载电流状态下时，由于反馈的输出电压VOUT和基准电压Vref非常接近，则比较器一和比较器二的输出电压互为相反数且二者的电压经静态电流控制单元中的电流求和单元进行求和后，电流求和单元的输出电压值为零，且分别经拉出电流相减单元和灌入电流相减单元以及电流镜一和电流镜二后，使得N沟道MOS管一和N沟道MOS管二向负载电路输出的总电流之和为零；
当出现拉出电流时，由于反馈电压VOUT偏低且低于所需要的电压，则基准电压Vref与反馈的输出电压VOUT的差值变大，静态电流控制单元 控制误差放大器二停止工作，此时由误差放大器一对拉出电流进行动态监控，由于误差放大器一动态监控到基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，则经电流镜一同步动态控制N沟道MOS管一的源极电压升高，此时N沟道MOS管一的栅源电压升高，通过N沟道MOS管一的电流快速增加，从而使输入至负载电路的输出电压VOUT升高；
当出现灌入电流时，由于反馈的输出电压VOUT偏高且高于所需要的电压，则基准电压Vref与反馈电压VOUT的差值变大，静态电流控制单元控制误差放大器一停止工作，此时误差放大器二由对灌入电流进行动态监控，由于误差放大器二动态监控到基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，则经电流镜二同步动态控制N沟道MOS管二的漏极电压升高，此时N沟道MOS管二的栅源电压升高，通过N沟道MOS管二的电流快速增加，从而使输入至负载电路的输出电压VOUT降低。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、设计新颖、合理且使用效果好，该电压调节器采用Class AB结构可以对Source和Sink电流进行快速相应，通过新颖的电流求和的方法控制了Class AB结构的静态电流；同时，新颖的固定Gm结构的误差放大器一和误差放大器二动态控制N沟道MOS管一和N沟道MOS管二的栅源电压，具体是使N沟道MOS管一的源极电压朝着相同的方向变化，同时使得N沟道MOS管二的漏极电压朝着相反的方向变化，从而使得本电压调节器的输出电压迅速趋于稳定，且消除了内部极点的存在，通过降低传输管栅极时间常数可以实现在保证系统稳定的同时，获得了快速的负载瞬态响应。实际操作时，两个误差放大器分别控制N沟道MOS管一和N沟道MOS管二的栅极电容充放电，加快稳定。对于快速负载瞬态响应的LDO而言，在0到3A负载下，输出电压的跳变在100mV左右，但对于高电源要求的电路，需要满足50mV。
2、在保证大负载稳定的同时大大改善了LDO的瞬态响应，而电路规模和芯片面积都没有额外增加。
3、在不影响静态电流和电源精度的情况下，利用新颖的恒定Gm驱动电路对功率管栅极电容充放电，从而大大改善了LDO的瞬态响应，同时，通过电流镜输出结构避免高阻抗点，消除了内部极点的存在，保证系统在大负载与轻负载下都为单极点。
4、实用价值高且推广应用前景广泛，由于LDO本质上是利用反馈环路控制功率管栅极源漏电压来实现系统电压的稳定输出，因此增加带宽能够提高LDO的瞬态响应，但是带宽的增加会减弱电源的输出精度，而且对系统稳定性也提出了更高的要求。而本发明在保证高系统带宽的情况下，提出通过恒定Gm动态调节功率管的栅源电压来获得快速瞬态响应，同时，采用电流镜结构避免了系统内部出现高阻抗点，保证系统为单极点系统，保证了系统在不同负载下的稳定性。
综上所述，本发明设计新颖合理、电路接线方便、电路板面积小、系统稳定性高且使用操作简便、使用效果好，在保证大负载稳定的同时大大改善了LDO的瞬态响应。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为现有LDO的电路原理图。
图2为图1中现有LDO的瞬态响应波形仿真图。
图3为现有LDO小信号分析结构的电路原理图。
图4为本发明线性电压调节器的电路原理框图。
图5为本发明线性电压调节器的电路原理图。
图6为本发明线性电压调节器在不同负载条件下的相位裕度曲线示意图。
附图标记说明：
101-基准电压源；102-误差放大器一；102-1-比较器一；
102-2-电流镜一；103-N沟道MOS管一；104-误差放大器二；
104-1-比较器二； 104-2-电流镜二； 105-N沟道MOS管二；
106-静态电流控制单元； 106-1-电流求和单元； 106-2-拉出电流相减单元；
106-3-；灌入电流相减 107-负载电路； 302-误差放大器三；单元
303-输出缓冲级； 304-输出功率管； 305-频率补偿元件；
306-电阻分压网络； 307-输出负载； 308-小信号等效跨导；
309-输出阻抗； 310-输出功率管小信号结构。
具体实施方式
如图4所示的一种灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器，包括基准电压源101、分别与基准电压源101相接的误差放大器一102和误差放大器二104、分别与误差放大器一102和误差放大器二104的输出端相接的N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105以及用于控制N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105的静态电流的静态电流控制单元106。所述误差放大器一102由比较器一102-1和电流镜一102-2组成，所述误差放大器二104由比较器二104-1和电流镜二104-2组成，所述比较器一102-1的反相输入端和比较器二104-1的正相输入端均与基准电压源101相接。所述静态电流控制单元106由电流求和单元106-1、拉出电流相减单元106-2和灌入电流相减单元106-3组成，所述电流求和单元106-1的两个输出端分别与拉出电流相减单元106-2和灌入电流相减单元106-3的一个输入端相接，且比较器一102-1和比较器二104-1的输出端分别与拉出电流相减单元106-2和灌入电流相减单元106-3的另一个输入端相接，所述拉出电流相减单元106-2和灌入电流相减单元106-3的输出端分别与电流镜一102-2和电流镜二104-2的输入端相接。所述电流镜一102-2和电流镜二104-2的输出端分别与N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105的栅极 相接，N沟道MOS管一103的漏极接VCC电源端且其源极接输出负载电路107，N沟道MOS管二105的源极接地且其漏极接输出负载电路107，N沟道MOS管一103的源极和N沟道MOS管105的漏极相接后分别与比较器一102-1的正相输入端和比较器二104-1的反相输入端相接。
本实施例中，所述比较器一102-1和比较器二104-1均为恒定跨导结构的运算放大器。所述比较器一102-1和比较器二104-1集成为一体并形成一个双端输出的双运算放大器。所述比较器一102-1和比较器二104-1共用所述双运算放大器的两个公用输入端。所述N沟道MOS管一103为MOS管MpassH，N沟道MOS管105为MOS管MpassL，所述负载电路107由电阻RL、电阻RESR和电容CL组成，电容CL的一端接N沟道MOS管一103的源极或N沟道MOS管105的漏极且其另一端经电阻RESR后接地，电阻RL的一端接N沟道MOS管一103的源极或N沟道MOS管二105的漏极且其另一端接地，同时本发明还包括电阻R0，电阻R0的一端接N沟道MOS管一103的源极或N沟道MOS管二105的漏极且其另一端接地。
结合图5，所述双运算放大器由P沟道MOS管M1、P沟道MOS管M2、N沟道MOS管M3、N沟道MOS管M4、N沟道MOS管M10、N沟道MOS管M11、P沟道MOS管M12和P沟道MOS管M13组成；其中，所述P沟道MOS管M1、P沟道MOS管M2、N沟道MOS管M3、N沟道MOS管M10和P沟道MOS管M12组成比较器一102-1，所述P沟道MOS管M1、P沟道MOS管M2、N沟道MOS管M4、N沟道MOS管M11和P沟道MOS管M13组成比较器二104-1。
所述P沟道MOS管M1的源极和P沟道MOS管M2的源极均接所述双运算放大器的电源端VIN，P沟道MOS管M1的漏极与N沟道MOS管M3的漏极相接，N沟道MOS管M3的栅极与其漏极相接，且N沟道MOS管M3的栅极与N沟道MOS管M10的栅极相接，N沟道MOS管M10的漏极与P沟道MOS管M12的漏极相接且P沟道MOS管M12的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M12的源极接电源端VIN，P沟道MOS管M2的漏极与N沟道MOS管M4的漏极相接，N沟道MOS管M4的栅极与其漏极相接，且N沟道MOS管M4 的栅极与N沟道MOS管M11的栅极相接，N沟道MOS管M11的漏极与P沟道MOS管M13的漏极相接且P沟道MOS管M13的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M13的源极接电源端VIN，N沟道MOS管M3的源极、N沟道MOS管M10的源极、N沟道MOS管M4的源极和P沟道MOS管M11的源极均接地。
所述P沟道MOS管M1的栅极和P沟道MOS管M2的栅极分别为所述双运算放大器的两个公用输入端，且P沟道MOS管M1的栅极分别与N沟道MOS管一103的源极和N沟道MOS管二105的漏极相接，P沟道MOS管M2的栅极均与基准电压源101相接。
同时，本发明还包括N沟道MOS管M5、N沟道MOS管M6、P沟道MOS管M7、P沟道MOS管M8和P沟道MOS管M9；其中，所述N沟道MOS管M5、N沟道MOS管M6和P沟道MOS管M7组成电流求和单元106-1，所述P沟道MOS管M8和N沟道MOS管M10组成拉出电流相减单元106-2，所述N沟道MOS管M11和P沟道MOS管M9组成灌入电流相减单元106-3。
所述N沟道MOS管M3的栅极与N沟道MOS管M6的栅极相接，N沟道MOS管M4的栅极与N沟道MOS管M5的栅极相接，N沟道MOS管M6的漏极和N沟道MOS管M5的漏极均与P沟道MOS管M7的漏极相接，P沟道MOS管M7的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M7的栅极分别与P沟道MOS管M8的栅极和P沟道MOS管M9的栅极相接，P沟道MOS管M8的漏极与P沟道MOS管M12的漏极相接，P沟道MOS管M9的漏极与P沟道MOS管M13的漏极相接，P沟道MOS管M7的源极、P沟道MOS管M8的源极和P沟道MOS管M9的源极均接电源端VIN，N沟道MOS管M5的源极和N沟道MOS管M6的源极均接地。
所述电流镜一102-2由P沟道MOS管M14、N沟道MOS管M15、N沟道MOS管M16、P沟道MOS管M17、P沟道MOS管M18、N沟道MOS管M19和电阻R1组成。所述P沟道MOS管M14的栅极与P沟道MOS管M12的栅极相接，P沟道MOS管M14的漏极与N沟道MOS管M15的漏极相接且N沟道MOS管M15的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M15的栅极与N沟道MOS管M16 的栅极相接，N沟道MOS管M16的漏极与P沟道MOS管M17的漏极相接且P沟道MOS管M17的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M17的栅极与P沟道MOS管M18的栅极相接，P沟道MOS管M18的漏极与N沟道MOS管M19的漏极相接且N沟道MOS管M19的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M19的栅极经电阻R1后与N沟道MOS管一103的栅极相接，且N沟道MOS管M19的源极与N沟道MOS管一103的源极相接，P沟道MOS管M14的源极、P沟道MOS管M17的源极、P沟道MOS管M18的源极均接电源端VIN，N沟道MOS管M15的源极和N沟道MOS管M16的源极均接地。
所述电流镜二104-2由P沟道MOS管M20、N沟道MOS管M21、N沟道MOS管M22、P沟道MOS管M23、P沟道MOS管M24、N沟道MOS管M25和电阻R2组成。所述P沟道MOS管M20的栅极与P沟道MOS管M13的栅极相接，P沟道MOS管M20的漏极与N沟道MOS管M21的漏极相接且N沟道MOS管M21的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M21的栅极与N沟道MOS管M22的栅极相接，N沟道MOS管M22的漏极与P沟道MOS管M23的漏极相接且P沟道MOS管M23的漏极与其栅极相接，P沟道MOS管M23的栅极与P沟道MOS管M24的栅极相接，P沟道MOS管M24的漏极与N沟道MOS管M25的漏极相接且N沟道MOS管M25的漏极与其栅极相接，N沟道MOS管M25的栅极经电R2后与N沟道MOS管105的栅极相接，N沟道MOS管二105的漏极与N沟道MOS管一103的源极相接，P沟道MOS管M20的源极、P沟道MOS管M23的源极和P沟道MOS管M24的源极均接电源端VIN，N沟道MOS管M21的源极、N沟道MOS管M22的源极、N沟道MOS管M25的源极和N沟道MOS管二105的源极均接地。
采用上述灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器对负载电流进行快速响应的线性电压调节方法，包括以下步骤：
步骤一、负载电流实时反馈与判断：所述N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105实时将各自输入至负载电路107的输出电压VOUT均同步反馈至比较器一102-1和比较器二104-1，所述比较器一102-1和比较器 二104-1对反馈的输出电压VOUT和基准电压源101所输入的基准电压Vref进行比较，且根据比较结果相应将当前负载电路107的负载电流分为无负载电流、拉出电流和灌入电流三种状态。
步骤二、负载电流快速响应，误差放大器一102和误差放大器二104通过分别对N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105进行动态控制，实现对负载电路107在无负载电流、拉出电流和灌入电流三种状态下的快速响应：
当处于无负载电流状态下时，由于反馈的输出电压VOUT和基准电压Vref非常接近，则比较器一102-1和比较器二104-1的输出电压互为相反数且二者的电压经静态电流控制单元106中的电流求和单元106-1进行求和后，电流求和单元106-1的输出电压值为零，且分别经拉出电流相减单元106-2和灌入电流相减单元106-3以及电流镜一102-2和电流镜二104-2后，使得N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105向负载电路107输出的总电流之和为零；
当出现拉出电流时，由于反馈电压VOUT偏低且低于所需要的电压，则基准电压Vref与反馈的输出电压VOUT的差值变大，静态电流控制单元106控制误差放大器二104停止工作，此时由误差放大器一102对拉出电流进行动态监控，由于误差放大器一102动态监控到基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，则经电流镜一102-2同步动态控制N沟道MOS管一103的源极电压升高，此时N沟道MOS管一103的栅源电压升高，通过N沟道MOS管一103的电流快速增加，从而使输入至负载电路107的输出电压VOUT升高；
当出现灌入电流时，由于反馈的输出电压VOUT偏高且高于所需要的电压，则基准电压Vref与反馈电压VOUT的差值变大，静态电流控制单元106控制误差放大器一102停止工作，此时误差放大器二104由对灌入电流进行动态监控，由于误差放大器二104动态监控到基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，则经电流镜二104-2同步动态控制N沟道 MOS管二105的漏极电压升高，此时N沟道MOS管二105的栅源电压升高，通过N沟道MOS管二105的电流快速增加，从而使输入至负载电路107的输出电压VOUT降低。
综上所述，本发明所述灌入/拉出电流快速响应线性电压调节器包括基准电压源101、误差放大器一102、误差放大器二104、N沟道MOS管一103、N沟道MOS管105和静态电流控制单元106，其中误差放大器一102的反相输入端接基准电压源101，N沟道MOS管一103的栅极与误差放大器一102的输出端相接，N沟道MOS管一103的源极作为拉出电流(即Source电流)的输出端，且N沟道MOS管一103的源极接至误差放大器一102的正相输入端；误差放大器二104的正相输入端接基准电压源101，N沟道MOS管105的栅极与误差放大器104的输出端相接，N沟道MOS管二105的漏极作为灌入电流(即Sink电流)的输出端，且N沟道MOS管二105的漏极接至误差放大器二104的反相输入端。所述静态电流控制单元106的输入端分别与误差放大器一102中比较器一102-1的输出端和误差放大器104中比较器二104-1的输出端相接。综上，本发明的误差放大器一102和误差放大器二104能分别动态监控出现Source电流和Sink电流时，N沟道MOS管一103的源极电压和N沟道MOS管二105的漏极漏极电压的变化情形，且相应对N沟道MOS管一103的栅源电压(即栅极与源极之间的电压)和N沟道MOS管二105的栅源电压(即栅极与源极之间的电压)进行动态控制，具体是使N沟道MOS管一103的源极电压朝着相同的方向变化，使N沟道MOS管二105的漏极电压朝着相反的方向变化。
当出现Source电流时，输出电压VOUT偏低且低于所需要的电压，则基准电压源101输出的基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，此时误差放大器一102动态监控到所输入的基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，则同步相应动态控制N沟道MOS管一103的源极电压即输出电压VOUT升高，从而使得N沟道MOS管一103的栅源电压升高，相应地通过N沟道MOS管一103的电流快速增加，从而使得N沟道MOS管 一103的源极电压即输出电压VOUT快速升高。
当出现Sink电流时，输出电压VOUT偏高且高于所需要的电压，则基准电压源101输出的基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，此时误差放大器二104动态监控到所输入的基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值变大，则同步相应动态控制N沟道MOS管一二105的漏极电压即输出电压VOUT升高，从而使得N沟道MOS管105的栅源电压升高，相应地通过N沟道MOS管二105的电流快速增加，从而使得N沟道MOS管二105的漏极电压即输出电压VOUT快速降低。
当没有负载电流输出时，连接于误差放大器一102和误差放大器二104之间的静态电流控制单元106对N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105的静态电流进行控制且使得N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105流出的静态电流为零。
具体而言；假设基准电压源101输出至P沟道MOS管M1的栅极和P沟道MOS管M2的栅极上的电流为Iss，则本发明使用过程中，输入对至P沟道MOS管M1的栅极和P沟道MOS管M2的栅极上的电流分别为 ![]()
和 ![]()
其中I’为基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值。
当没有负载时，基准电压Vref与输出电压VOUT非常接近，则I’很小，经过静态电流控制单元106输出后，P沟道MOS管M12和P沟道MOS管M13的输出电流分别为IM12＝2I′且IM13＝-2I′，则通过电流镜一102-2和电流镜二104-2分别进行各级镜像后，N沟道MOS管一103和N沟道MOS管二105的输出电流IO＝K×2I′+K×(-2I′)＝0，式中K为P沟道MOS管M12和P沟道MOS管M13的输出电流分别经电流镜一102-2和电流镜二104-2进行各级镜像后的比例系数，因而本发明能有效保证在空载时Class AB结构静态电流的稳定。
当出现Source电流时，输出电压VOUT下降，导致输入至对P沟道MOS管M1的电流增加，经过静态电流控制单元106输出后，P沟道MOS管M13 截止，P沟道MOS管M12导通，因此，误差放大器一102工作，而误差放大器二104截止。伴随负载由小变大，输出电压VOUT会不断下降，此时误差放大器一102的输入差值电压(即基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值)变大，此时N沟道MOS管一103的输出电流为Isr_source＝K′×gm1×(VO-VREF)，式中K′为P沟道MOS管M12的输出电流经电流镜一102-2进行各级镜像后传输到N沟道MOS管一103的比例系数，gm1为误差放大器一102的跨导(用于表示场效应管的栅源电压UGS对漏极电流ID的控制能力)，同时导致输出电压VOUT变高，N沟道MOS管一103的栅源电压变大，导致输出电压VOUT快速升高。
当Sink电流时，输出电压VOUT上升，导致输入对P沟道MOS管M2的电流增加，经过静态电流控制单元106输出后，P沟道MOS管M12截止，P沟道MOS管M13导通，因此，误差放大器一102截止，而误差放大器104工作。伴随负载由小变大，输出电压VOUT会不断上升，误差放大器二104的输入差值电压(即基准电压Vref与输出电压VOUT之间的差值)变大，此时N沟道MOS管二105的输出电流为Isr_sink＝K′×gm2×(VREF-VO)，其中K′为P沟道MOS管M13的输出电流经电流镜二104-2进行各级镜像后传输到N沟道MOS管二105的比例系数，gm2为误差放大器二104的跨导(用于表示场效应管的栅源电压UGS对漏极电流ID的控制能力)，同时导致输出电压VOUT变高，但此时N沟道MOS管二105的栅源电压变大，导致N沟道MOS管二105的输出电压VOUT快速降低。
与已有LDO比较，本发明在3个10uF输出电容输出电容，等效串联电阻(Equivalent Series Resistance，ESR)为2mΩ应用下，可以保证系统稳定工作，图6为仿真不同负载下的相位裕度数据，数据显示，从轻负载到重载，本发明都可以保持60度以上的相位裕度。另外，通过示波器对本发明线性电压调节器的瞬态响应进行实际测试得出，当负载瞬态电流由-1.5A瞬变到+1.5A时，需要5us左右的阶跃跳变，同时本线性电压调节器可以在1μs以内快速响应，并可以在5μs以内恢复，并且瞬态响应实测波形的上冲小于 10mV。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。