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1、(10)申请公布号 CN 102939713 A (43)申请公布日 2013.02.20 C N 1 0 2 9 3 9 7 1 3 A *CN102939713A* (21)申请号 201180029903.7 (22)申请日 2011.04.13 1006391.5 2010.04.16 GB H02P 25/08(2006.01) H02P 6/14(2006.01) H02P 6/00(2006.01) (71)申请人戴森技术有限公司 地址英国威尔特郡 (72)发明人 A.克洛西尔 S.格里瑟姆 (74)专利代理机构北京市柳沈律师事务所 11105 代理人陈钘 (54) 发明名称 无。
2、刷永磁体电动机的控制 (57) 摘要 一种控制无刷永磁体电动机的方法，该方法 包括整理交流电压以提供具有至少50%的波动的 被整流电压，和利用该被整流的电压激励电动机 的绕组。在电动机的每一个电半周期上，绕组以提 前时段在反EMF的过零之前被激励，并被激励持 续传导时段。提前时段和/或传导时段随后响应 于电动机速度和/或交流电压的RMS值的变化而 被调整，以便保持恒定平均功率。另外，公开了实 施该方法的控制系统和并入有该控制系统的电动 机系统。 (30)优先权数据 (85)PCT申请进入国家阶段日 2012.12.17 (86)PCT申请的申请数据 PCT/GB2011/050733 2011。
3、.04.13 (87)PCT申请的公布数据 WO2011/128686 EN 2011.10.20 (51)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书33页 附图25页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 33 页 附图 25 页 1/2页 2 1.一种控制永磁体无刷电动机的方法，该方法包括： 整流交流电压，以提供被整流电压，所述被整流电压具有至少50%的波动； 利用该被整流电压激励电动机的绕组，在电动机的每一个电半周期上，以提前时段在 反EMF的过零之前激励绕制，该激励持续传导时段；和 响应于电动机速度和交流电压的RMS值中的一个的变化调整提前。
4、时段和传导时段中 的一个，以便保持恒定平均功率。 2.根据权利要求1所述的方法，其中，该方法包括调整提前时段和传导时段中的一个， 以便保持至少0.95的功率因数。 3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，该方法包括调整提前时段和传导时段中的一 个，以便保持至少80%的效率。 4.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，交流电压具有100V和240V之间的 RMS值，并且该方法包括调整提前时段和传导时段中的一个，以便保持至少1000W的恒定平 均功率。 5.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，该方法包括调整提前时段和传导 时段中的一个，以便在跨过10krpm的速度范围和跨过10V的电。
5、压范围上保持恒定平均功 率。 6.根据权利要求5所述的方法，其中，速度范围具有大于60krpm的最小值和大于 80krpm的最大值。 7.根据权利要求5或6所述的方法，其中，速度范围具有大于100krpm的最大值。 8.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，提前时段和传导时段中的一个的 长度由跨过交流电压的每一个半周期改变的波形定义，以及该方法包括响应于电动机速度 和RMS值中的一个的变化而调整波形。 9.根据权利要求8所述的方法，其中，提前时段和传导时段中的一个的长度包括第一 部分和第二部分的和，第一部分在交流电压的每一个半周期上恒定，第二部分在交流电压 的每一个半周期上改变，以及该方。
6、法包括响应于电动机速度和RMS值中的一个的变化而调 整第一部分。 10.根据权利要求9所述的方法，其中，第二部分通过自交流电压的过零起已经逝去的 时间的长度定义。 11.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，该方法包括响应于交流电压的过 零而调整提前时段和传导时段中的一个。 12.根据权利要求11所述的方法，其中，提前时段在交流电压的每一个半周期上恒定， 以及，该方法包括响应于所述过零而调整提前时段。 13.根据权利要求11或12所述的方法，其中，该方法包括存储第一控制值的第一查找 表，响应于过零而索引第一查找表，使用速度和电压中的一个索引第一查找表以选择第一 控制值，并使用第一控制值确。
7、定提前时段。 14.根据权利要求11至13中的任一项所述的方法，其中，传导时段的长度包括第一部 分和第二部分的和，在交流电压的每一个半周期上第一部分恒定而第二部分改变，以及该 方法包括存储第二控制值的第二查找表，响应于过零而索引第二查找表，使用速度和电压 中的一个索引第二查找表以选择第二控制值，并使用第二控制值确定第一部分。 权 利 要 求 书CN 102939713 A 2/2页 3 15.一种用于无刷永磁体电动机的控制系统，该控制系统执行如前述权利要求中的任 一项所述的方法。 16.根据权利要求15所述的控制系统，其中，该控制系统包括： 整流器，用于整流交流电压； 逆变器，联接至绕组；和 。
8、控制器，用于控制逆变器， 其中，控制器产生一个或多个控制信号，用于在反EMF的过零之前激励绕组，逆变器响 应于所述控制信号利用被整流电压激励绕组，和控制器响应于电动机速度和RMS值中的一 个的变化而调整提前时段和传导时段中的一个。 17.根据权利要求16所述的控制系统，其中，控制系统包括位置传感器，所述位置传感 器输出具有对应于反EMF的过零的边沿的信号，以及控制器在该信号的每一个边沿之前产 生控制信号。 18.根据权利要求16或17所述的控制系统，其中，控制系统包括过零检测器，用于检 测交流电压的过零；以及控制器响应于交流电压的过零而调整提前时段和传导时段中的一 个。 19.一种电动机系统，。
9、包括无刷永磁体电动机和如权利要求15至18中的任一项所述的 控制系统。 权 利 要 求 书CN 102939713 A 1/33页 4 无刷永磁体电动机的控制 技术领域 0001 本发明涉及无刷永磁体电动机的控制。 背景技术 0002 无刷永磁体电动机通常包括控制系统，所述控制系统用于控制电动机的相绕组的 激励。当被AC电源驱动时，控制系统常常包括有源功率因数校正（PFC）电路，其输出用于 在激励相绕组中使用的规则DC电压。通过提供规则DC电压，电动机的功率可被相对较好 地控制。但是，有源PFC电路显著地增加控制系统的成本。另外，PFC电路需要高电容量DC 链电容器，其体积大且昂贵，以便提供规。
10、则反馈电压至PFC电路。 发明内容 0003 在第一方面，本发明提出一种控制无刷永磁体电动机的方法，该方法包括：整流交 流电压，以提供被整流电压，所述被整流电压具有至少50%的波动；利用该被整流电压激励 电动机的绕组，在电动机的每一个电半周期上，绕组以提前时段在反EMF的过零之前被激 励，并被激励持续传导时段；和响应于电动机速度和交流电压的RMS值中的一个的变化调 整提前时段和传导时段中的一个，以便保持恒定平均功率。 0004 通过调整提前时段和传导时段的一个或两者，可以实现恒定平均功率而不论交流 电压中的波动。因而，可实现恒定平均功率，而不需要有源PFC或高电容值链电容器。 0005 提前时。
11、段和/或传导时段可以被调整为使得平均输入功率和平均输出功率中的 一个或两者保持恒定。在该情况下的恒定平均功率应被理解为意味着，平均功率的改变不 大于+/5%。 0006 由于电动机被交流电压驱动，即时功率将跨过交流电压每一个周期改变。提及平 均功率因此应被理解为意味着在交流电压的一个周期上平均的电动机功率（输入或输出功 率）。 0007 提前时段和/或传导时段可以被调整为使得保持至少80%的效率（即，输出功率与 输入功率的比）。因而，可实现恒定功率高效电动机。 0008 交流电压可被市电电源提供，所述市电电源的RMS电压在100V和240V之间。提 前时段和/或传导时段于是被调整为保持至少10。
12、00W的恒定平均功率。因而，可使用市电 电源实现相对较高功率的电动机。 0009 提前时段和/或传导时段可被调整为使得恒定平均功率在跨过10krpm的速度范 围和/或跨过10V的电压范围上被保持。因而，恒定平均功率在电动机速度和/或RMS电 压的相对较宽范围上被保持。 0010 速度范围可具有大于60krpm的最小值和大于80krpm的最大值。此外，最大值可 大于100krpm。因而，可在相对较高的电动机速度下实现恒定平均输出功率。 0011 提前时段和/或传导时段的长度可由跨交流电压的每一个半周期改变的波形定 义。提前时段和传导时段每一个的长度影响在电动机的电半周期上被驱动到绕组中的电流 说。
13、 明 书CN 102939713 A 2/33页 5 的量，这继而影响从提供交流电压的电源得到的电流的量。提前时段和/或传导时段的波 形可因此被定义以便对从电源得到的电流的波形定形。特别地，提前时段和/或传导时段 的波形可被定义为使得从电源得到的电流的波形接近正弦曲线的波形。因而，可以实现相 对较高的功率因数，而不需要PFC电路或高电容值链电容器。提前时段和/或传导时段的 波形随后响应于电动机速度和/或RMS电压的变化而被调整。因而，可实现具有相对较高 功率因数的恒定功率电动机。 0012 该方法该包括针对电动机的每一个电半周期确定提前时段和/或传导时段。这随 后有助于实现针对从电源得到的电流。
14、波形的更平滑的包络。不是必须不同提前时段和/或 传导时段被用于电动机的相继的电半周期。取决于提前时段和/或传导时段的波形的形状 以及电动机的每一个电半周期的长度，电动机的相继电半周期很可能具有相同的提前时段 和/或传导时段。例如，如果提前时段和/或传导时段的波形包括平点，则电动机的两个相 继的电半周期很可能具有相同的提前时段和/或传导时段。 0013 传导时段的波形的变化在波形的每一个周期上可采取三角形、梯形或半正弦曲线 的形式。传导时段于是大体在交流电压的每一个半周期的第一半上增加以及在第二半上下 降。相反地，提前时段的波形的变化在波形的每一个周期上可采取倒转的三角形、倒转的梯 形或倒转的半。
15、正弦曲线的形式。提前时段于是大体在交流电压的每一个半周期的第一半上 下降以及在第二半上上升。已经发现这些波形中的每一个在实现接近正弦曲线的波形的电 流波形中工作良好，由此得到相对较高的功率因数。 0014 提前时段和/或传导时段的长度可以被定义为第一部分和第二部分的和。第一部 分则在交流电压的每一个半周期上恒定，第二部分在交流电压的每一个半周期上改变。第 一部分因此用作对于提前时段或传导时段的波形的偏移或提升。因而，可以对于给定的峰 值电流实现较高的平均输入功率。该方法于是包括响应于电动机速度和/或RMS电压的变 化而调整第一部分。将提前时段和/或传导时段定义为两个部分的和提供了响应于电动机 。
16、速度和/或RMS电压的变化而调整波形的便捷方法。 0015 第二部分可通过自交流电压的过零起已经逝去的时间的长度而被定义。这于是确 保了提前时段和/或传导时段的波形与交流电压的电压波形同步。因此，从电源得到的电 流的波形一般更稳定。 0016 传导时段的波形可具有相对于交流电压的电压波形的相移。该相移于是用于衰减 电流波形内的低阶谐波。由于转子在绕组中感生的反EMF，低阶谐波的大小可以随电动机速 度和/或RMS电压的变化而改变。因而，该方法可包括响应于电动机速度和/或RMS电压 的变化而调整相移，以便保持相对较小的低阶电流谐波。 0017 在电压的每一个半周期内不同点处调整交流提前时段和/或传。
17、导时段（例如，响 应于电动机速度和/或RMS电压的变化）可潜在地增加从电源得到的电流波形的谐波含量。 另外，当电动机以恒定平均速度操作时，由于被整流电压的正弦增加和减少，电动机的即时 速度仍在交流电压的每一个半周期上改变。如果针对电动机速度的改变调整提前时段和 /或传导时段，且调整发生在交流电压的每一个半周期内的不同点处，则提前时段和/或传 导时段可被调整而不考虑电动机的平均速度还未改变的事实。再次，这可以导致电流波形 内的增加的谐波。因此可响应于交流电压的过零而调整提前时段和/或传导时段。结果， 交流电压的周期中的相同基准点被使用。因而，可实现更稳定的电流波形。此外，通过交流 说 明 书CN。
18、 102939713 A 3/33页 6 电压的每半周期调整提前时段和/或传导时段不多于一次，电动机的控制保持得相对较简 单，且因此相对较简单和廉价的控制器可以用于实施本方法。 0018 提前时段可以在交流电压的每一个半周期上恒定，以及本方法可以包括响应于交 流电压的过零而调整提前时段。相同的提前时段则跨过交流电压的一个半周期用于电动机 的每一个电半周期。这于是进一步简化了电动机的控制。 0019 提前时段和/或传导时段可存储为一个或多个查找表。例如，该方法可以包括存 储第一控制值的第一查找表，其随后响应于交流电压的过零而被索引。查找表使用速度和 电压中的一个被索引以选择第一控制值，其随后用于。
19、确定提前时段。传导时段的长度可包 括第一部分和第二部分的和，在交流电压的每一个半周期上，第一部分恒定而第二部分改 变。该方法于是可以包括存储第二控制值的第二查找表，其响应于交流电压的过零而被索 引。第二查找表使用速度和电压中的一个被索引以选择第二控制值，其随后用于确定第一 部分。使用查找表调确定提前时段和传导时段简化了电动机的控制。 0020 由查找表存储的控制值可以是绝对值或差值。当控制值是差值时，方法还包括存 储基准值，差值被应用于该基准值以获得提前时段和/或传导时段。存储差值通常需要比 绝对值少的存储器，且因此查找表可被更高效地存储。 0021 在第二方面，本发明提供一种用于无刷永磁体电。
20、动机的控制系统，该控制系统执 行如前述段落中任一个描述的方法。 0022 控制系统可以包括用于整流交流电压的整流器、联接至绕组的逆变器、和用于控 制逆变器的控制器。控制器则产生一个或多个控制信号用于在反EMF的过零之前激励相绕 组。逆变器则响应于所述控制信号利用被整流电压激励绕组。控制器于是响应于电动机速 度和/或RMS电压的改变调整提前时段和/或传导时段，以便保持恒定平均功率。 0023 控制系统可以包括位置传感器，所述位置传感器输出具有对应于反EMF的过零的 边沿的信号。控制器则在该信号的每一个边沿之前产生控制信号。 0024 控制系统可以包括过零检测器，用于检测交流电压的过零。控制器则响。
21、应于过零 而调整提前时段和/或传导时段。 0025 在第三方面，本发明提供一种电动机系统，其包括无刷永磁体电动机和如前述段 落中任一个描述的控制系统。 附图说明 0026 为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而 被描述，其中： 0027 图1是根据本发明的电动机系统的方框图； 0028 图2是电动机系统的示意图； 0029 图3是电动机系统的电动机的剖面图； 0030 图4详细示出逆变器响应于通过电动机系统的控制器发出的控制信号的被允许 状态； 0031 图5是电动机系统的电流调节器的示意图； 0032 图6示出当在单转换模式下操作时控制器使用的超出时段； 003。
22、3 图7示出当测量模拟输入信号时控制器使用的三步骤过程； 说 明 书CN 102939713 A 4/33页 7 0034 图8详细示出电动机系统的各种操作模式； 0035 图9详细示出电动机响应于控制器发出的控制信号而被驱动的方向； 0036 图10示出当在低速加速模式下操作时电动机系统的各波形； 0037 图11示出当在高速加速模式下操作时电动机系统的各波形； 0038 图12示出当在运行模式下操作时电动机系统的各波形； 0039 图13示出当在运行模式下操作时从电动机系统的电源得到的电流波形； 0040 图14示出当在过流单转换模式下操作时电动机系统的各波形和中断； 0041 图15示出。
23、当在无限续流单转换模式下操作时电动机系统的各波形和中断； 0042 图16是布置为产生控制信号的计时器和比较器的示意图； 0043 图17是布置为产生控制信号的计时器和PWM模块的示意图； 0044 图18示出当在有限续流单转换模式下操作时电动机系统的各波形和中断； 0045 图19详细示出根据本发明的电动机系统的特定实施例的各硬件部件的值； 0046 图20详细示出特定电动机系统的控制器采用的各常数和阈值； 0047 图21示出特定电动机系统的链电感器的磁链特性； 0048 图22示出特定电动机系统的电动机的磁链特性； 0049 图23详细示出特定电动机系统的各种操作模式； 0050 图24。
24、详细示出当在多转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的控制值 的映射； 0051 图25详细示出当在过流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的控 制值的映射； 0052 图26详细示出当在无限续流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用 的提前查找表的一部分； 0053 图27详细示出当在无限续流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用 的偏移查找表的一部分； 0054 图28详细示出当在无限续流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用 的相位查找表的一部分； 0055 图29详细示出当在单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的正弦映 射的一部分； 0056 图3。
25、0示出在单转换模式下的控制器使用的传导时段的可能波形；和 0057 图31示出根据本发明的替换电动机系统的提前时段的可能波形。 具体实施方式 0058 图1至3的电动机系统1包括无刷电动机2和控制系统3。至电动机系统1的电 力由AC电源4提供。AC电源4意图为家用市电电源，但是可以等同地使用其他能够提供交 流电压的电源。 0059 电动机2包括四极永磁体转子5，所述转子5相对于定子6旋转。定子6包括一 对c形状芯部，所述芯部限定出四个定子极。导线绕定子6缠绕并联接在一起以形成单相 绕组7。 0060 控制系统3包括整流器8、DC链滤波器9、逆变器（inverter）10、门驱动器模块11、 说。
26、 明 书CN 102939713 A 5/33页 8 电流传感器12、位置传感器13、过零检测器（zero-cross detector）14、温度传感器15、和 控制器16。 0061 整流器8是全波电桥D1-D4，其对AC电源4的输出进行整流以提供DC电压。 0062 DC链过滤器9包括链电容器C1和链电感器L1。链电容器C1用于平滑化由逆变 器转换引起的相对较高频率的波动。如下更加详述的，不需要链电容器C1来平滑化处于基 本频率下的被整流DC电压。因此，可以使用相对较低电容值的链电容器。链电感器L1用 于平滑化由逆变器转换引起的任何残余电流波动。再次，由于链电感器L1意图减少处于逆 变器。
27、10的开关频率下的波动，可以使用相对较低的电感量的电感器。为了避免饱和，链电 感器L1具有饱和点，该饱和点在电动机系统1的正常操作期间超过从AC电源4得到的峰 值电流。 0063 逆变器10包括四个功率开关Q1-Q4的全桥，其将DC链电压联接至相绕组7。每 一个功率开关Q1-Q4是IGBT，其能够在通常大多数市电电源的电压水平下操作。可替换地 使用其他类型的功率开关，诸如BJT或MOSFET，取决于功率开关的额定值和AC电源4的电 压。每一开关Q1-Q4包括反激式二极管（flyback diode）,其保护开关不受在逆变器转换 期间产生的电压尖峰损害。 0064 门驱动器模块11响应于从控制器。
28、16接收的控制信号来驱动逆变器10的开关 Q1-Q4的断开和闭合。 0065 电流传感器12包括一对分流电阻器R1、R2，每一个电阻器定位在逆变器10的下 臂上。每一个分流电阻器R1、R2的电阻值理想地在电动机系统1的正常操作期间在不超过 功耗限制的情况下尽可能高。跨过每一个分流电阻器R1、R2的电压作为电流感测信号，I_ SENSE_1和I_SENSE_2，被输出至控制器16。当被从右向左驱动时，第一电流感测信号，I_ SENSE_1，提供相绕组7中的电流的测量值（如下更详述的）。当被从左向右驱动时，第二电 流感测信号，I_SENSE_2，提供相绕组7中的电流的测量值。在将分流电阻器R1、R。
29、2定位在 逆变器10的下臂上时，相绕组7中的电流在续流期间继续被感测（再次地，如下更详述的）。 0066 位置传感器13是霍尔效应传感器，其输出逻辑上高或低的数字信号，HALL，取决 于磁通通过传感器13的方向。通过将位置传感器13定位为邻近转子5，HALL信号提供转 子5的角位置的测量值。更特别地，HALL信号的每一个边沿指示转子5的极性的变化。当 旋转时，永磁转子在绕组7中感生反EMF。因而，HALL信号的每一个边沿还表示绕组7中的 反EMF的极性的变化。 0067 过零检测器14包括一对钳位二极管D5、D6，所述钳位二极管D5、D6输出数字信号， Z_CROSS，当AC电源4的电压为正时。
30、该数字信号为逻辑上高，当AC电源4为负时该数字信 号为逻辑上低。Z_CROS S信号的每一个边沿因此表示AC电源4穿过零时所处的时间点。 0068 温度传感器15包括热变电阻器R7，该热变电阻器R7输出模拟信号，TEMP，该信号 提供电动机系统1内的温度的测量值。 0069 控制器16包括微控制器，所述微控制器具有处理器17、存储装置18、多个外围设 备19（例如，ADC、比较器、计时器等），多个输入引脚20、和多个输出引脚21。存储装置18 储存用于由处理器17执行的软件指令。存储装置18还储存多个查找表，在电动机系统1 的操作期间，所述查找表被处理器17索引。 0070 控制器16负责控制。
31、电动机系统1的操作。响应于输入引脚20处的信号，控制器 说 明 书CN 102939713 A 6/33页 9 16在输出引脚21处产生控制信号。输出引脚21联接至门驱动器模块11，所述门驱动器模 块11响应于控制信号来控制逆变器10的开关Q1-Q4的断开和闭合。 0071 七个信号在控制器16的输入引脚20处被接收：I_SENSE_1、I_SENSE_2、HALL、Z_ CROSS、TEMP、DC_LINK和DC_SMOOTH。I_SENSE_1和I_SENSE_2是由电流传感器12输出的 信号。HALL是由位置传感器13输出的信号。Z_CROSS由过零检测器14输出的信号。TEMP 是由温。
32、度传感器15输出的信号。DC_LINK是DC链电压的缩小比例的测量值，其通过定位在 DC链线路和零伏线路之间的分压器（potential divider）R3、R4获得。DC_SMOOTH是DC链 电压的平滑化测量值，通过分压器R5、R6和平滑电容器C2获得。 0072 响应于在输入处接受的信号，控制器16产生并输出四个控制信号：TRIP#、DIR1、 DIR2、和FREEWHEEL#。 0073 TRIP#是失效安全控制信号。当TRIP#被拉引为逻辑上低时，门驱动器模块11断 开逆变器10的所有开关Q1-Q4。如下更详述的，控制器16在通过相绕组7的电流超过失效 安全阈值时将TRIP#拉引为。
33、逻辑上低。 0074 DIR1和DIR2控制电流通过逆变器10且因此通过相绕组7的方向。当DIR1被拉 引为逻辑上高而DIR2被拉引为逻辑上低时，门驱动器模块11闭合开关Q1和Q4，并断开开 关Q2和Q3，因此致使电流被驱动从左至右通过相绕组7。相反地，当DIR2被拉引为逻辑上 高而DIR1被拉引为逻辑上低时，门驱动器模块11闭合开关Q2和Q3，并断开开关Q1和Q4， 因此致使电流被驱动从右至左通过相绕组7。相绕组7中的电流因此通过反转DIR1和DIR2 而被变换方向。如果DIR1和DIR2两者均被拉引为逻辑上低，门驱动模块11断开所有开关 Q1-Q4。 0075 FREEWHEEL#用于将相。
34、绕组7与DC链电压断开连接，并允许相绕组7中的电流绕逆 变器10的低压侧环路再流动或续流。相应地，响应于被拉引为逻辑上低的FREEWHEEL#信 号，门驱动器模块11致使高压侧Q1、Q2开关两者断开。电流随后绕逆变器10的低压侧环 路沿由DIR1和DIR2限定的方向续流。 0076 图4总结了开关Q1-Q4响应于控制器16的控制信号的被允许状态。下文中，术语 “设定”和“清除”将用于分别指示已经被拉引为逻辑上高和低的信号。 0077 当特定控制信号改变时，在控制信号的变化和功率开关的物理断开或闭合之间存 在短暂延迟。如果另外的控制信号在该延迟时段期间变化，在逆变器的特定臂上的两个开 关（即，Q。
35、1、Q3或Q2、Q4）可以被同时闭合。该短路，或通常所称的贯穿，将损坏逆变器10的 该特定臂上的开关。相应地，为了防止贯穿，控制器16利用两个控制信号的变化之间的死 时间（deadtime），T_DT。因此，例如，当使相绕组7电流换向时，控制器16首先清除DIR1， 等待死时间T_DT，且随后设定DIR2。死时间理想地被保持为尽可能短，以便优化性能，同时 确保门驱动器模块11和功率开关Q1-Q4具有足够的时间来响应。 0078 换向 0079 控制器16响应于HALL信号的边沿而使相绕组7换向。换向包含反转DIR1和DIR2 （即，清除DIR1和设定DIR2，或清除DIR2和设定DIR1），以。
36、便反转电流通过相绕组7的方向。 相绕组7可以在换向点处续流。因而，除了反转DIR1和DIR2，控制器16设定FREEHWEEL#。 0080 同步换向 0081 在预定速度阈值SPEED_ADV以下，控制器16使相绕组7换向与HALL信号的边沿 说 明 书CN 102939713 A 7/33页 10 同步。HALL信号的每一个边沿表示绕组7中的反EMF的极性的变化。因此，在低于SPEED_ ADV的速度下，控制器16使相绕组7换向与反EMF的过零同步。 0082 在转子5加速时，每一个电半周期的时段减少，且因此与相绕组7的感应系数相关 联的时间常数（L/R）变得越来越重要。另外，相绕组7中的。
37、反EMF的大小增加，这随后影响 电流在相绕组7中上升的速率。因此，如果控制器16继续使相绕组7换向与HALL信号的边 沿同步，会达到一速度，在该速度下，不再可以在每一个电半周期上将附加电流驱动至相绕 组7中。因此，在达到SPEED_ADV时，控制器16从同步换向切换至提前换向。通过在HALL 信号的边沿之前使相绕组7换向，用于激励相绕组7的电压被反EMF升高。因此，电流通过 相绕组7的方向可以被更快地反转。另外，可以致使相电流超前于反EMF，这随后有助于补 偿电流上升的较低速率。尽管这随后产生短时段的负扭矩，这通常被正扭矩中随后增益而 充分补偿。 0083 提前换向 0084 在速度阈值SPE。
38、ED_ADV处或在速度阈值SPEED_ADV以上的速度下，控制器16在 HALL信号的每一个边沿之前以提前时段T_ADV使相绕组7换向。由于随着转子速度反EMF 增加以及电半周期时段降低，换向在HALL信号的边沿之前发生所处于的电角度理想地随 着转子的速度增加。对于特定提前时段T_ADV，对应的提前角度A_ADV可以定义为： 0085 A_ADV(elec.deg)=T_ADV(sec)*(rpm)/60*360(mech.deg)*n/2 0086 其中，A_ADV是以电角度计的提前角，T_ADV是以秒计的提前时段，是以rpm计 的转子速度，以及n是转子极的数量。从该方程，可以看到提前角与转。
39、子速度直接成比例。 因此，即使对于固定的提前时段，提前角随着转子速度增加。但是，对加速、功率和效率更好 的控制可以通过在不同转子速度下采用不同提前时段来实现。控制器16因此包括提前查 找表，所述查找表储存对于多个转子速度中的每一个的提前时段。 0087 响应于Z_CROSS信号的边沿，控制器16从提前查找表中选择对应于转子5的速度 的提前时段T_ADV。转子5的速度从HALL信号的两个相继边沿之间的间隔T_HALL确定。 该间隔在下文中将称为霍尔时段。转子5的速度则被如下定义： 0088 (rpm)=60/n*T_HALL(sec) 0089 其中是以rpm计的转子速度，T_HALL是以秒计的。
40、霍尔时段，以及n是转子的极 的数量。控制器16使用被选择的提前时段，以在HALL信号的边沿之前使相绕组7换向。 相同提前时段T_ADV随后被控制器16使用，直到检测到Z_CROSS信号的进一步的边沿时为 止。响应于Z_CROSS信号的进一步的边沿，控制器16从提前查找表中选择对应于转子5的 速度的新的提前时段。提前时段因此仅当AC电源4的电压跨过零时被更新，且在AC电源 4的每一个半周期上恒定。 0090 为了在HALL信号的特定边沿之前使相绕组7换向，控制器6响应于HALL信号的 先前边沿而动作。响应于HALL信号的边沿，控制器16从霍尔时段T_HALL减去提前时段T_ ADV，以便获得换向。
41、时段T_COM： 0091 T_COM=T_HALLT_ADV 0092 控制器16随后在HALL信号的边沿之后的时间T_COM时使相绕组7换向。因此， 相绕组7在HALL信号的随后边沿之前以提前时段T_ADV被换向。 0093 如上所述，提前时段T_ADV在AC电源4的每一个半周期上保持固定。然而，由于 说 明 书CN 102939713 A 10 8/33页 11 在DC链电压中的正弦增加和减少，转子5的速度在AC电源4的每一个半周期上改变。霍 尔时段T_HALL在AC电源4的每一个半周期上改变。因此，与提前时段相反，控制器16针 对HALL信号的每一个边沿计算换向时段T_COM。 009。
42、4 电流控制 0095 控制器16的多个外围设备19配置为限定电流调节器22。电流调节器22监测并 调节相绕组7中的电流。电流调节器22执行两个功能。第一，电流调节器22在相绕组7 中的电流超过失效安全阈值的情况下清除TRIP#。第二，电流调节器22在相绕组7中的电 流超过过流阈值的情况下产生过流信号。 0096 如图5中所示，电流调节器22包括失效安全模块23和过流模块24。 0097 失效安全模块23包括多路转接器（multiplexer）25、比较器26、非门27、和SR锁 存器。多路转接器25具有两个输入部，用于选择两个电流感测信号I_SENSE_1和I_SENSE_2 中第一个。由多。
43、路转接器25进行的该选择由处理器17响应于电流通过相绕组7中的方向 而控制。特别地，当DIR1被设定时，致使多路转接器25选择I_SENSE_1，当DIR2被设定时， 致使多路转接器25选择I_SENSE_2。多路转接器25的输出被传递至比较器26，所述比较 器26将被选择的电流感测信号的电压与预定失效安全电压TRIP_REF进行比较。TRIP_REF 被设置为使得，当通过被选择的分流电阻器R1、R2的电流大于预定失效安全阈值时，比较 器26的输出被拉引为逻辑上高。TRIP_REF因此由分流电阻器R1、R2的电阻值和I_MAX定 义。比较器26的输出被传递到非门27，所述非门27的输出被传递到。
44、SR锁存器28的S-输 入部。SR锁存器28的Q#输出被电流调节器22作为TRIP#信号输出。因而，当电流感测信 号I_SENSE_1或I_SENSE_2的电压大于TRIP_REF时，TRIP#被清除。 0098 如上所述，门驱动器模块11响应于被清除的TRIP#信号而断开逆变器10的所有 开关Q1-Q4。电流调节器22的失效安全模块23因此防止相绕组7中的电流超过失效安全 阈值I_MAX，在该失效安全阈值之上，开关Q1-Q4可损坏和/或转子5可退磁。通过利用硬 件清除TRIP#信号，当相绕组7中的电流超过失效安全阈值时，电流调节器22相对较快地 响应。如果改为采用由处理器17执行的软件来清除。
45、TRIP#信号，延迟可在电流超过失效安 全阈值和TRIP#信号的清除之间产生，在该期间，电流可以上升至损坏开关Q1-Q4或使转子 5退磁的水平。 0099 处理器17响应于HALL信号的每一个边沿而检验TRIP#信号。如果TRIP#信号针 对五个相继的HALL边沿清除，则处理器17将“超过失效安全”错误写到存储装置18并进 入故障模式，所述故障模式将在以下更详细地描述。以该方式监控TRIP#信号确保控制器 16不会由于TRIP#信号中的瞬态噪声而无意地进入故障模式。 0100 过流模块24包括多路转接器29和比较器30。多路转接器29，类似于失效安全模 块23的多路转接器，具有两个输入部，用于。
46、选择两个电流感测信号I_SENSE_1和I_SENSE_2 中第一个。再次，由多路转接器29进行的该选择由处理器17响应于电流通过相绕组7中 的方向而控制。因此，当DIR1被设定时，多路转接器29选择I_SENSE_1，当DIR2被设定时， 多路转接器25选择I_SENSE_2。多路转接器29的输出被传递至比较器30，所述比较器30 将电流感测信号的电压与DC_LINK信号的电压进行比较。当电流感测信号I_SENSE_1或I_ SENSE_2大于DC_LINK时，比较器30的输出被拉引为逻辑上低。当相绕组7中的电流超过 与DC链电压成比例的过流阈值时，过流模块24因此输出被拉引为逻辑上低的过流。
47、信号。 说 明 书CN 102939713 A 11 9/33页 12 0101 过流模块24的输出部被联接至处理器17，所述处理器17响应于低的过流信号而 执行过流例程。由于过流阈值与DC链电压成比例，过流阈值跨AC电源4的每一个周期如 被整流的正弦曲线那样改变，其益处在下面更详细地解释。 0102 分压器R3、R4的电阻值被选择为使得DC_LINK信号的峰值电压不超过TRIP_REF。 因此，电流调节器22在相绕组7中的电流超过失效安全阈值之前触发过流事件。因此期望 过流模块24和处理器17调节相绕组7中的电流。仅在处理器17内的不太可能的故障事 件（例如，软件故障）中或如果相绕组7中的电。
48、流以在处理器17能够响应过流事件之前而达 到失效安全阈值I_MAX的速率上升，失效安全模块23被预期会清除TRIP#。 0103 响应于过流事件，控制器16取决于转子5的速度而执行不同系列的动作。在预定 阈值SPEED_SINGLE以下的速度下，控制器16以“多转换模式”操作。在预定阈值SPEED_ SINGLE或以上的速度下，控制器16以“单转换模式”操作。 0104 多转换模式 0105 响应于多转换模式中的过流事件，控制器16通过清除FREEHWEEL#使相绕组7续 流。续流持续一续流时段T_FW，在该期间，预期相绕组7中的电流衰减到过流阈值以下的 水平。如果相绕组7中的电流继续超过过流。
49、阈值，控制器16再次使相绕组7续流一续流 时段T_FW。在另一方面，如果相绕组7中的电流掉落到过流阈值之下，控制器16通过设定 FREEWHEEL#而恢复相绕组7的激励。 0106 对于特定续流时段T_FW，对应的电角A_FW可以定义为： 0107 A_FW(elec.deg)=T_FW(sec)*(rpm)/60*360(mech.deg)*n/2 0108 其中，A_FW是以电角度计的续流角，T_FW是以秒计的续流时段，是以rpm计的 转子速度，以及n是转子极的数量。因此，对于固定的续流时段，对应的续流角随着转子速 度增加。但是，在续流角增加时，电流且因此电力被驱动进入相绕组7中的剩余时段减少。 控制器16因此采用续流时段T_FW，所述续流时段T_FW随着增加的转子速度而减少，使得对 应的续流角A_FW不随转子5加速而变得过大。