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1、(10)申请公布号 CN 102891612 A (43)申请公布日 2013.01.23 C N 1 0 2 8 9 1 6 1 2 A *CN102891612A* (21)申请号 201210357003.1 (22)申请日 2012.09.21 H02M 5/458(2006.01) H02M 7/5395(2006.01) H02M 7/219(2006.01) (71)申请人上海交通大学 地址 200240 上海市闵行区东川路800号 (72)发明人吕敬 张建文 (74)专利代理机构上海汉声知识产权代理有限 公司 31236 代理人郭国中 (54) 发明名称 一种变流器多单元并联系。
2、统的不均流控制方 法 (57) 摘要 本发明提供了一种变流器多单元并联系统的 不均流控制方法，通过延时控制脉冲的下降沿即 延时关断来抑制变流器多单元并联时的不均流现 象，即当某个变流器的某一相电流较小时，通过延 时该相控制脉冲的下降沿来达到增大该相电流 的目的；n个三相PWM变流器并联时，只需对其中 n-1个三相PWM变流器的相应相进行补偿即可。控 制脉冲下降沿的延时时间是关于电流的函数。为 了实现在线实时动态补偿效果，首先采取固定延 时时间补偿的方法，观察电流的补偿效果，并对补 偿时间不断进行修正，从而确定补偿时间与电流 的关系曲线。 (51)Int.Cl. 权利要求书1页 说明书6页 附图。
3、4页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 6 页 附图 4 页 1/1页 2 1.一种变流器多单元并联系统的不均流控制方法，其特征在于按照如下步骤进行： 步骤1：信号采集单元采集变流器多单元并联系统交流侧输出三相电抗器的三相电流 i ak ,i bk ,i ck (k=1,n)，控制芯片DSP对所有并联单元的对应相电流进行求和，得到总电流 i a ,i b ,i c ； 步骤2：Clarke坐标变换单元将三相静止坐标系下的三相电流i a ,i b ,i c 变换到两相静 止坐标下的电流i ,i ，Park坐标变换单元再将两相静止坐标下的电流i。
4、 a ,i 变换到两相 同步旋转坐标系下的电流i d ,i q ； 步骤3：将d轴电流给定值i d * 与两相同步旋转坐标系下的电流i d 输入到d轴电流控制 器中，d轴电流控制器产生d轴控制电压U d ，将q轴电流给定值i q * 与两相同步旋转坐标系 下的电流i q 输入到q轴电流控制器中，q轴电流控制器产生q轴控制电压U q ； 步骤4：Park逆坐标变换单元将两相同步旋转坐标系下的控制电压U d ,U q 变换到两相静 止坐标下的控制电压U ,U ； 步骤5：将两相静止坐标下的控制电压U ,U 输入到SVPWM调制单元中，SVPWM调制单 元输出三相占空比信息d a ,d b ,d c。
5、 ； 步骤6：由两相同步旋转坐标系下的电流i d ,i q 求出电流矢量幅值I m ； 步骤7：对补偿时间计算单元输出的补偿时间进行限幅处理； 步骤8：将经过限幅处理后的补偿时间进行斜坡给定； 步骤9：将SVPWM调制单元输出三相占空比信息d a ,d b ,d c 和斜坡给定的补偿时间发送到 子控制器的FPGA中，FPGA将三相占空比信息d a ,d b ,d c 与三角载波进行比较产生PWM控制脉 冲，然后FPGA再根据接收到的补偿时间对相应的PWM控制脉冲进行下降沿延时处理，经过 下降沿延时处理后的PWM控制脉冲来驱动功率器件的导通与关断，从而达到抑制不均流现 象的目的。 2.根据权利要。
6、求1所述的变流器多单元并联系统的不均流控制方法，其特征在于，步 骤6中：为抑制电流矢量高频波动对补偿效果造成影响，电流矢量幅值I m 经过一个低通滤 波器滤波后再输入到补偿时间计算单元中。 3.根据权利要求1或2所述的变流器多单元并联系统的不均流控制方法，其特征在于， 所述补偿时间计算单元的输入信号是定子总电流有效值，输出信号是变流器多单元并联系 统各并联单元的三相控制脉冲的补偿时间，在补偿时间计算单元中，采用截止频率为1Hz 的低通滤波器对定子总电流有效值进行滤波处理。 权 利 要 求 书CN 102891612 A 1/6页 3 一种变流器多单元并联系统的不均流控制方法 技术领域 0001。
7、 本发明涉及变流器的控制方法，具体地，涉及一种用于电力电子技术领域的变流 器多单元并联系统的不均流控制方法。 背景技术 0002 能源是当今人类面临的重大问题，由于信息技术的飞快发展，电力电子技术是能 源变换与信息控制的关键环节。随着电力电子技术在电气节能、新能源发电、电能传输、电 气牵引、大型油气输送和智能电网等领域的不断发展，单机容量不断增大，大功率电力电子 面临诸多问题与挑战。受到目前电力电子器件制造工艺的限制，单台变流器已无法满足大 功率传送的要求，因此变流器并联技术便应运而生。采用变流器并联技术具有可有效提高 功率等级，增加系统可靠性和效率，减少成本和电压、电流纹波，且易于模块化设计。
8、和系统 配置，灵活性更强等优点，在大功率场合有广泛的应用前景。 0003 在单台变流器系统中，由于不存在并联单元之间的控制脉冲不一致性以及阻抗不 一致性问题，因此不用考虑不均流问题。但是在变流器多单元并联系统中，当交流侧滤波电 抗较小（数十微亨以内）时，很小的控制脉冲差异或阻抗差异就会造成很大的不均流问题。 不均流问题会使功率器件承受的电流应力不均衡，造成个别变流器过载，影响其使用寿命， 并限制整套系统容量的增加。 0004 如图1所示，为一种现有变流器多单元并联系统，由n个三相PWM变流器直接并联 而成，它包括直流电压源、直流母线电容器组、n个三相PWM变流器和交流侧输出三相电抗 器，直流电。
9、压源提供直流侧电压，直流母线电容器组起到滤波和稳压的作用，三相PWM变流 器起到传输交流电压的作用，交流侧输出三相电抗器起到滤波和防止母线短路的作用。其 中：直流电压源的正端与直流母线电容器组的正极性端相连，直流电压源的负端与直流母 线电容器组的负极性端相连，直流母线电容器组的正极性端与三相PWM变流器的正直流母 线相连，直流母线电容器组的负极性端与三相PWM变流器的负直流母线相连，三相PWM变流 器的交流侧输出端与交流侧输出三相电抗器的一端相连，交流侧输出三相电抗器的另一端 与三相交流电机的定子相连。n个三相PWM变流器并联，它们的直流侧通过直流母线电容器 组并联，它们的交流侧通过交流侧输出。
10、三相电抗器的输出端并联。该变流器多单元并联系 统的控制器的核心采用数字信号处理芯片DSP和可编程器件FPGA。该系统不均流问题会使 功率器件承受的电流应力不均衡。 0005 如公开号为CN101521454A的中国发明专利申请，该发明提出了由预先确定为主 机的电源装置对其输出电流进行采样，并接收来自作为从机的其它电源装置的输出电流信 号，进行均流处理后获得目标输出电流，并将均流调节信号通过现场总线的广播命令发送 给各从机，进而实现并联均流，该方法虽然能够实现并联均流，但由于各并联单元之间存在 电压差，同时会产生环流，而且并联单元之间有主从机之分且主从机需要通信，不利于系统 冗余性和可靠性设计。。
11、 0006 又如文献（Ollila Jaakko.Parallel connection of inverters:European,19065 说 明 书CN 102891612 A 2/6页 4 18P.2008-02-04.）提出了采用串行通信的方式来同步各并联单元的调制波计数器，保证 变流器各并联单元控制脉冲的一致性，但是该方法无法解决由于阻抗不一致导致的不均流 问题，而且该方法含有通信线，使得并联单元之间的距离受到限制，且易受电磁干扰，此外， 由于并联单元之间有主从之分，使得系统冗余性不佳。 发明内容 0007 针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种变流器多单元并联系统的不均 。
12、流控制方法，该方法拟合出补偿时间的函数关系曲线，实现在线实时动态补偿，使用灵活方 便，可实现对任意并联单元的任意相进行补偿，不需要改变控制系统结构，不需要增加任何 硬件。 0008 为实现上述目的，本发明采用以下了技术方案： 0009 一种变流器多单元并联系统的不均流控制方法，该不均流控制方法是通过延时控 制脉冲的下降沿（即延时关断）来抑制变流器多单元并联时的不均流现象，即当某个变流器 的某一相电流较小时，通过延时该相控制脉冲的下降沿来达到增大该相电流的目的。n个三 相PWM变流器并联时，只需对其中n-1个三相PWM变流器的相应相进行补偿即可。控制脉 冲下降沿的延时时间是关于电流的函数。为了实。
13、现在线实时动态补偿效果，采取固定延时 时间补偿的方法，观察电流的补偿效果，并对补偿时间不断进行修正，从而确定补偿时间与 电流的关系曲线。 0010 本发明所述不均流控制方法的按照如下步骤进行： 0011 步骤1：信号采集单元采集变流器多单元并联系统交流侧输出三相电抗器的三相 电流i ak ,i bk ,i ck (k=1,n)，控制芯片DSP对所有并联单元的对应相电流进行求和，得到总 电流i a ,i b ,i c ； 0012 步骤2：Clarke坐标变换单元将三相静止坐标系下的三相电流i a ,i b ,i c 变换到两 相静止坐标下的电流i ,i ，Park坐标变换单元再将两相静止坐标下。
14、的电流i ,i 变换到 两相同步旋转坐标系下的电流i d ,i q ； 0013 步骤3：将d轴电流给定值i d * 与两相同步旋转坐标系下的电流i d 输入到d轴电流 控制器中，d轴电流控制器产生d轴控制电压U d ，将q轴电流给定值i q * 与两相同步旋转坐 标系下的电流i q 输入到q轴电流控制器中，q轴电流控制器产生q轴控制电压U q ； 0014 步骤4：Park逆坐标变换单元将两相同步旋转坐标系下的控制电压U d ,U q 变换到两 相静止坐标下的控制电压U ,U ； 0015 步骤5：将两相静止坐标下的控制电压U ,U 输入到SVPWM调制单元中，SVPWM调 制单元输出三相占。
15、空比信息d a ,d b ,d c ； 0016 步骤6：由两相同步旋转坐标系下的电流i d ,i q 求出电流矢量幅值I m ，为抑制电流 矢量高频波动对补偿效果造成影响，电流矢量幅值I m 经过一个低通滤波器滤波后再输入到 补偿时间计算单元中； 0017 步骤7：对补偿时间计算单元输出的补偿时间进行限幅处理； 0018 步骤8：为避免突加较大补偿时间造成瞬间过流故障，将经过限幅处理后的补偿 时间进行斜坡给定； 0019 步骤9：将SVPWM调制单元输出三相占空比信息d a ,d b ,d c 和斜坡给定的补偿时间发 说 明 书CN 102891612 A 3/6页 5 送到子控制器的FPG。
16、A中，FPGA将三相占空比信息d a ,d b ,d c 与三角载波进行比较产生PWM控 制脉冲，然后FPGA再根据接收到的补偿时间对相应的PWM控制脉冲进行下降沿延时处理， 经过下降沿延时处理后的PWM控制脉冲来驱动功率器件的导通与关断，从而达到抑制不均 流现象的目的。 0020 优选地，所述补偿时间计算单元的输入信号是定子总电流有效值，输出信号是变 流器多单元并联系统各并联单元的三相控制脉冲的补偿时间。在补偿时间计算单元中，为 了避免电流突变对系统控制造成影响，采用截止频率为1Hz的低通滤波器对定子总电流有 效值进行滤波处理。 0021 与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果： 0022。
17、 1）解决了电机驱动用或并网型变流器多单元并联系统的不均流问题，可实现整套 系统的满功率稳定运行，延长了个别并联变流器单元的使用寿命； 0023 2）拟合出补偿时间随电流变化的曲线，可实现在线实时动态补偿； 0024 3）本发明提供的不均流控制方法使用灵活方便，可实现对任意并联单元的任意相 进行补偿，不需要改变控制系统结构，不需要增加任何硬件。 附图说明 0025 通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、 目的和优点将会变得更明显： 0026 图1为变流器多单元并联系统结构示意图； 0027 图2为实施例的风力发电变流器多单元并联系统结构示意图； 0028 图3为。
18、未加不均流控制时各并联单元的三相电流波形图； 0029 图4为拟合出的补偿时间与电流的关系曲线图； 0030 图5为加入不均流控制后各并联单元的三相电流波形图，其中（a）空载，（b）90% 负载。 具体实施方式 0031 下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术 人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术 人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明 的保护范围。 0032 本实施例应用在350kW鼠笼异步发电机风力发电系统中，电网线电压有效值为 690V，直流母线电压给定值为1100V，鼠。
19、笼异步发电机额定转速为1000r/min，控制鼠笼异 步发电机工作在恒转速状态，转速给定值为500r/min，机侧三相PWM变流器交流侧三相电 抗器为40H。由于网侧三相PWM变流器交流侧滤波电抗较大，不均流现象不明显，而机侧 三相PWM变流器交流侧三相电抗较小，不均流现象严重，因此只对机侧并联三相PWM变流器 实施不均流控制策略。 0033 如图2所示，风力发电变流器多单元并联系统包括网侧LCL滤波器、网侧三相PWM 变流器、直流母线电容器组、机侧三相PWM变流器、机侧交流侧输出三相电抗器、鼠笼异步 发电机、直流电动机，其中：LCL滤波器输入端与三相电网相连、LCL滤波器的输出端与网侧 说 。
20、明 书CN 102891612 A 4/6页 6 三相PWM变流器的交流侧相连，网侧三相PWM变流器的直流侧与直流母线电容器组相连，直 流母线电容器组与机侧三相PWM变流器的直流侧相连，机侧三相PWM变流器的交流侧与交 流侧输出三相电抗器的一端相连，交流侧输出三相电抗器的另一端与鼠笼异步发电机的定 子相连，鼠笼异步发电机与直流电动机同轴相连。 0034 本实施例中，所述的网侧三相PWM变流器包括并联单元1的网侧三相PWM变流器 CONV11和并联单元2的网侧三相PWM变流器CONV21，它们的交流侧经过网侧LCL滤波器滤 波，并在网侧LCL滤波器的输入端并联，它们在直流侧通过直流母线电容器组并。
21、联，网侧三 相PWM变流器起到稳定直流母线电压和有功、无功解耦控制的作用； 0035 本实施例中，所述的机侧三相PWM变流器包括并联单元1的机侧三相PWM变流器 CONV12和并联单元2的机侧三相PWM变流器CONV22，它们在直流侧通过直流母线电容器组 并联，它们的交流侧经过三相电抗器滤波，并在三相电抗器的另一端并联，机侧三相PWM变 流器起到调节转速和转矩电流、励磁电流解耦控制的作用； 0036 本实施例中，所述的网侧LCL滤波器包括并联单元1的电网侧电感L l11 、中间滤波 电容C f1 、变流器侧电感L l12 和并联单元2的电网侧电感L l21 、中间滤波电容C f2 、变流器侧电。
22、 感L l22 ，网侧LCL滤波器起到滤除高频谐波的作用； 0037 本实施例中，所述的直流母线电容器组包括并联单元1的电容器组C 1 和并联单元 2的电容器组C 2 ，它们的正负极性端分别相连，直流母线电容器组起到滤波和稳压的作用； 0038 本实施例中，所述的机侧交流侧输出三相电抗器包括并联单元1的机侧交流侧三 相电抗器L g1 和并联单元2的机侧交流侧三相电抗器L g2 ，它们起到滤波和防止母线短路的 作用； 0039 本实施例中，所述的鼠笼异步发电机起到将机械能转换成电能的作用； 0040 本实施例中，所述的直流电动机起到模拟风力机给鼠笼异步发电机提供转矩或使 鼠笼异步发电机恒转速运行。
23、的作用。 0041 请参阅图3、图4和图5，所述的鼠笼异步发电机风力发电系统中的变流器并联不 均流控制方法为： 0042 网侧并联变流器控制包括以下步骤： 0043 步骤1：信号采集单元采集直流母线电压U dc 以及并联单元1的网侧三相PWM变流 器交流侧三相电流或并联单元2的网侧三相PWM变流器交流侧三相电流i la ,i lb ,i lc ； 0044 步骤2：Clarke坐标变换单元将三相静止坐标系下的网侧变流器三相电流 i la ,i lb ,i lc 变换到两相静止坐标下的电流i l ，i l ，Park坐标变换单元再将两相静止坐标下 的电流i l ，i l 变换到两相同步旋转坐标系。
24、下的电流i ld ,i lq ； 0045 步骤3：将直流母线电压给定值U dc * 与直流母线电压U dc 输入到网侧直流母线电压 控制器中，网侧直流母线电压控制器产生网侧d轴电流给定值i ld * ； 0046 步骤4：将网侧d轴电流给定值i ld * 与两相同步旋转坐标系下的电流i ld 输入到网 侧d轴电流控制器中，网侧d轴电流控制器产生网侧d轴控制电压U ld ，将网侧q轴电流给 定值i lq * 与两相同步旋转坐标系下的电流i lq 输入到网侧q轴电流控制器中，网侧q轴电流 控制器产生网侧q轴控制电压U lq ； 0047 步骤:5：Park逆坐标变换单元将两相同步旋转坐标系下的网。
25、侧控制电压U ld ,U lq 变换到两相静止坐标下的控制电压U l ,U l ； 说 明 书CN 102891612 A 5/6页 7 0048 步骤6：将两相静止坐标下的网侧控制电压U l ,U l 输入到SVPWM调制单元中， SVPWM调制单元输出网侧三相占空比信息d la ，d lb ,d lc ； 0049 步骤7：将SVPWM调制单元输出网侧三相占空比信息d la ,d lb ,d lc 发送到子控制器的 FPGA中，FPGA将网侧三相占空比信息d la ,d lb ,d lc 与三角载波进行比较产生PWM控制脉冲来 驱动功率器件的导通与关断，从而实现网侧变流器。 0050 机侧。
26、并联变流器控制包括以下步骤： 0051 步骤1：信号采集单元采集并联单元1的机侧三相PWM变流器交流侧三相电流 i ga1 ,i gb1 ,i gc1 和并联单元2的机侧三相PWM变流器交流侧三相电流i ga2 ,i gb2 ,i gc2 ，对并联单元 的对应相电流进行求和，得到总电流i ga ,i gb ,i gc ； 0052 步骤2：Clarke坐标变换单元将三相静止坐标系下的机侧变流器三相电流 i ga ,i gb ,i gc 变换到两相静止坐标下的电流i g ，i g ，Park坐标变换单元再将两相静止坐标下 的电流i g ,i g 变换到两相同步旋转坐标系下的电流i gd ,i g。
27、q ； 0053 步骤3：将机侧d轴电流给定值i gd * 与两相同步旋转坐标系下的电流i gd 输入到机 侧d轴电流控制器中，机侧d轴电流控制器产生机侧d轴控制电压U gd ，将机侧q轴电流给 定值i gq * 与两相同步旋转坐标系下的电流i gq 输入到机侧q轴电流控制器中，机侧q轴电流 控制器产生机侧q轴控制电压U gq ； 0054 步骤4：Park逆坐标变换单元将两相同步旋转坐标系下的机侧控制电压U gd ,U gq 变 换到两相静止坐标下的控制电压U g ,U g ； 0055 步骤5：将两相静止坐标下的机侧控制电压U g ,U g 输入到SVPWM调制单元中， SVPWM调制单元。
28、输出机侧三相占空比信息d ga ，d gb ,d gc ； 0056 步骤6：由两相同步旋转坐标系下的机侧电流i gd ,i gq 求出机侧总电流矢量幅值 I gm ，为抑制电流矢量高频波动对补偿效果造成影响，电流矢量幅值I gm 经过一个低通滤波器 滤波后再输入到补偿时间计算单元中； 0057 步骤7：对补偿时间计算单元输出的补偿时间进行限幅处理； 0058 步骤8：为避免突加较大补偿时间造成瞬间过流故障，将经过限幅处理后的补偿 时间进行斜坡给定； 0059 步骤9：将SVPWM调制单元输出机侧三相占空比信息d ga ,d gb ,d gc 和斜坡给定的补偿 时间发送到子控制器的FPGA中，。
29、FPGA将三相占空比信息d ga ，d gb ,d gc 与三角载波进行比较产 生PWM控制脉冲，然后FPGA再根据接收到的补偿时间对相应的PWM控制脉冲进行下降沿延 时处理，经过下降沿延时处理后的PWM控制脉冲来驱动功率器件的导通与关断，从而达到 抑制不均流现象的目的。 0060 上述实施例中，所述补偿时间计算单元的输入信号是定子总电流有效值，输出信 号是变流器多单元并联系统各并联单元的三相控制脉冲的补偿时间。在补偿时间计算单元 中，为了避免电流突变对系统控制造成影响，采用截止频率为1Hz的低通滤波器对定子总 电流有效值进行滤波处理。 0061 上述实施例中其他的单元模块，如信号采集单元、S。
30、VPWM调制单元等等没有详细说 明的，均可以采用现有技术实现。 0062 图3所示为鼠笼异步发电机空载条件下、未加不均流控制时机侧并联三相PWM变 流器三相电流波形图。由图中可以看出，并联单元2的机侧变流器交流侧a、b相电流较之 说 明 书CN 102891612 A 6/6页 8 并联单元1的要小，而c相电流基本一致，且不均流现象造成了单柜三相电流的不平衡，因 此，只需对并联单元2的机侧变流器的a、b相电流进行补偿即可。 0063 图4所示为通过采取固定时间补偿方法拟合出的补偿时间随定子电流变化的曲 线。由图中可以看出，补偿时间与定子电流大小成反比，即定子电流越小，则控制脉冲下降 沿所需的延。
31、时时间越长，鼠笼异步发电机空载时定子电流最小（仅有励磁电流），此时所需 的补偿时间最长。 0064 图5中（a）所示为鼠笼异步发电机空载条件下、加入不均流控制时机侧并联三相 PWM变流器三相电流波形图。由图中可以看出，通过对并联单元2的机侧变流器的a、b相 电流进行补偿，实现了机侧并联变流器间的电流均衡，并实现了单柜三相电流的平衡。 0065 图5中（b）所示为鼠笼异步发电机带90%负载条件下、加入不均流控制时机侧并 联三相PWM变流器三相电流波形图。由图中可以看出，通过拟合出的补偿时间曲线实现了 不同定子电流条件下不均流现象的在线实时动态补偿。 0066 以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述 特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影 响本发明的实质内容。 说 明 书CN 102891612 A 1/4页 9 图1 说 明 书 附 图CN 102891612 A 2/4页 10 图2 图3 说 明 书 附 图CN 102891612 A 10 3/4页 11 图4 说 明 书 附 图CN 102891612 A 11 4/4页 12 图5 说 明 书 附 图CN 102891612 A 12 。