用于改进信道估计和干扰估计的导频设计本申请是2009年07月03日提交的申请号为200880001724.0、发明名
称为“用于改进信道估计和干扰估计的导频设计”的申请的分案申请。
本申请要求享受2007年1月5日提交的、名称为“PILOT DESIGN FOR
IMPROVED SIMPLIFIED CHANNEL AND INTERFERENCE ESTIMATE
WITH DEDICATED PILOT TONES FOR OFDMA”、序号为60/883,756的
美国临时申请的优先权。该申请已转让给本申请的受让人，并以引用方式
并入本申请。
技术领域
概括地说，本发明涉及通信，具体地说，涉及无线通信系统的导频设
计。
背景技术
无线多址通信系统通过共享可用的无线电资源来支持多个用户。这种
多址系统的实例包括码分多址（CDMA）系统、时分多址（TDMA）系统、
频分多址（FDMA）系统、正交FDMA（OFDMA）系统、以及单载波FDMA
（SC-FDMA）系统。
无线多址系统可在前向和/或反向链路上支持多输入多输出（MIMO）
传输。在反向链路（或上行链路）上，一个或多个终端可从终端的多个（NT）
发射天线向基站的多个（NR）接收天线进行传输。由NT个发射天线和NR
个接收天线所构建的MIMO信道可分解成NC个空间信道，其中
NC≤min{NT,NR}。通过利用由多个发射和接收天线所构建的空间信道，可
获得改善的性能（例如，更高的吞吐率和/或更高的可靠性）。
对于反向链路上的MIMO传输，通常对每个终端和基站之间的无线信
道进行估计，并将其用于对由终端通过无线信道所发送的数据传输进行恢
复。通过从每个终端发送导频并在基站对导频进行测量，来执行信道估计。
导频由终端和基站事先均已知的符号来构建。从而，基站可以根据从终端
接收到的导频符号和已知的导频符号，来估计每个终端的信道响应。由于
导频的传输代表着开销，因此希望尽可能地最小化导频传输。然而，导频
传输应当使得基站可以获取每个终端的良好信道估计。
因此，在本领域中需要用于对导频进行发送以便获得良好信道估计的
技术。
发明内容
本申请描述了用于发送导频的技术和用于处理接收到的导频以获取信
道估计值和干扰估计值的技术。发射机（例如，终端）可基于第一序列，
生成时频块（或块）中第一簇的导频符号；可基于第二序列，生成时频块
中第二簇的导频符号。发射机还可基于第一序列或第三序列，生成时频块
中第三簇的导频符号；并可基于第二序列或第四序列，生成时频块中第四
簇的导频符号。每个簇可涵盖时频块中的一组导频符号，这些符号通常相
互邻近。第一、第二、第三和第四序列可以包括按照不同顺序来配置的共
同元素，并可作为单个序列的不同版本。例如，第二序列中的元素顺序可
以与第一序列中的元素顺序相反（或翻转）。发射机可在时频块中导频符
号相应的簇中来发送导频符号。
多个发射机可共用时频块，并可以针对时频块中的每个簇，为该多个
发射机分配相互正交的不同序列。每个发射机可生成每个簇的导频符号，
该生成过程基于针对该簇的分配给该发射机的序列来进行。
接收机（例如，基站）可从时频块中的多个簇获取接收到的导频符号。
接收机可构建发射机的多个基向量，其中，每个基向量采用分配给该发射
机的序列的多个版本来构建。基向量是用于对接收到的符号进行处理的元
素的向量。序列的多个版本可对应于序列中元素的不同排序，且可被当作
不同的序列。接收机可以进一步基于特定的信道模型（例如，具有线性变
化的时间分量和线性变化的频率分量的信道模型）来构建多个基向量。接
收机采用多个基向量来处理接收到的导频符号以获取发射机的信道估计
值。接收机可针对共用时频块的每个发射机，重复进行相同的处理（例如，
生成基向量，并采用基向量来处理接收到的导频符号）。接收机还可基于
接收到的导频符号和至少一个未用于信道估计的基向量，获取噪声和干扰
估计值。
下面进一步详细说明本发明的各个方面和特征。
附图说明
图1示出了两个终端和基站的框图。
图2示出了块结构。
图3A-3D示出了四个导频模式的设计。
图4示出了四个导频簇的不同组合选择。
图5A-5D示出了使用多个版本的加扰序列，来获取图3A-3D中示出的
四种导频模式的对称导频符号。
图6示出了发射机执行的用于发送导频的过程。
图7示出了用于发送导频的装置。
图8示出了由接收机所执行的用于对接收到的导频进行处理的过程。
图9示出了对接收到的导频进行处理的装置。
具体实施方式
本申请描述的技术可用于各种支持MIMO传输以及利用频分复用
（FDM）形式的通信系统。例如，该技术可用于利用正交FDM（OFDM）、
单载波FDM（SC-FDM）等的系统。OFDM和SC-FDM将系统带宽划分成
多个（K个）正交子载波，其也称为音频、频段等。每个子载波可采用数
据进行调制。一般地，调制符号在频域中采用OFDM来发送，在时域采用
SC-FDM来发送。该技术也可用于在反向链路（或上行链路）上进行传输，
以及在前向链路（或下行链路）上进行传输。为了清楚起见，下面针对在
反向链路上的传输来描述该技术。
图1示出了无线通信系统中两个终端110x和110y以及基站150的设
计的框图。终端还可称为用户设备（UE）、移动站、接入终端、用户单元、
站等。终端可以是蜂窝电话、个人数字助理（PDA）、无线通信设备、手
持设备、无线调制解调器、膝上型计算机、无绳电话等。基站还可称为节
点B、演进节点B（eNodeB）、接入点等。在图1中，终端110x配有单个
天线，配有单个天线，终端110y配有多个天线，基站150配有多个天线。
每个天线可以是物理天线或天线阵列。为了简明，图1仅示出了用于在反
向链路上传输数据以及在前向链路上传输信令的处理单元。
在每个终端110，发射（TX）数据和导频处理器120可从数据源112
接收业务数据，处理（例如，格式化、编码、交织和符号映射）业务数据，
并生成数据符号。处理器120还可生成导频符号，将数据符号与导频符号
进行复用。本申请所使用的数据符号是数据的符号，导频符号导频的符号，
符号通常为复数值。数据符号和导频符号可以是根据例如PSK或QAM的
调制方案的调制符号。导频是终端和基站事先均已知的数据。
在终端110y，TX MIMO处理器122y可基于直接MIMO映射、预编码、
波束形成等对数据和导频符号进行发射机空间处理。数据符号可发自一个
天线，以用于直接MIMO映射；或者发自多个天线，以用于预编码和波束
形成。处理器122y可将NY个输出符号流提供给NY个调制器（MOD）
130a-130ny。在终端110x，处理器120x可将单个输出符号流提供给调制器
130x。每个调制器130可对输出符号进行调制（例如，针对OFDM、SC-FDM
等）以获取输出码片。每个调制器130可对其输出码片进行进一步处理（例
如，模拟转换、滤波、放大以及上变频）以生成反向链路信号。在终端110x，
来自调制器130x的单个反向链路信号可从天线132x发送。在终端110y，
来自调制器130a-130ny的NY个反向链路信号可分别通过NY个天线
132a-132ny来发送。
在基站150，NR个天线152a-152nr可从终端110x和110y以及其它可
能的终端接收反向链路信号。每个天线152可将接收到的信号提供给相应
的解调器（DEMOD）154。每个解调器154可对其接收到的信号进行处理
（例如，滤波、放大、下变频和数字化）以获取采样值，并可以进一步对
采样值进行解调（例如，针对OFDM、SC-FDM等）以获取接收到的符号。
每个解调器154可将接收到的数据符号提供给接收（RX）空间处理器160，
并可将接收到的导频符号提供给信道处理器162。基于接收到的导频符号，
信道处理器162可以对从每个终端110到基站150的无线信道的响应以及
噪声和干扰进行估计。RX空间处理器160可对接收到的数据符号采用来自
信道处理器162的信道估计值以及噪声和干扰估计值进行MIMO检测，以
获取数据符号估计值。RX数据处理器170可对数据符号估计值进行处理（例
如，解交织和解码），并将解码数据提供给数据宿172。
基站150可将业务数据和信令（例如，对时间频率资源的分配）发送
给终端。信令可由TX信令处理器174进行处理，并由调制器154a-154nr
进一步进行处理，以生成NR个前向链路信号，其可以通过NR个天线
152a-152nr来发送。在每个终端110，来自基站150的前向链路信号可由一
个或多个天线132接收，由一个或多个解调器130处理，并由RX信令处理
器134进一步进行处理以恢复基站150发送的信令。
控制器/处理器140x、140y和180可分别控制终端110x和110y以及基
站150处的各个处理单元的操作。存储器142x、142y和182可以分别存储
终端110x和110y以及基站150的数据和程序代码。调度器184可调度终
端在前向和/或反向链路上传输。
图2示出了块结构200，其可用于前向和/或反向链路。可以将可用于
给定链路的时间频率资源划分成块，其中块还可称为时频块、资源块、跳
变区域等。每个块可在多个（T个）符号周期内覆盖多个（F个）子载波，
其中F和T都可以是任意整数值。给定块中的F个子载波可以是连续的子
载波，也可以分布在总共K个子载波间。每个块包括F·T个资源单元，其
中资源单元是一个符号周期内的一个子载波。F·T调制符号可在每个块中
F·T个资源单元中发送。每个块可以分配给一个或多个终端以进行数据传
输。
图2还示出了可用于前向和/或反向链路的跳频方案。跳频可提供频率
分集以应对不利的路径影响以及干扰的随机化。采用跳频，可在不同的跳
变周期中为终端分配系统带宽不同部分中的块。跳周期是一个块的时长，
并跨越T个符号周期。
数据和导频可在块中以各种方式进行发送。在一个设计中，数据和导
频符号在不同资源单元中发送。导频符号还可以基于导频模式来发送，该
导频模式指示用于导频符号的特定资源单元。一般地，导频模式可以包括
任意数量的导频符号，导频符号可位于块内的任意位置。可基于导频开销
和信道估计性能之间的折衷，来选择导频符号的数量。可基于期望的无线
信道时延扩展，来选择导频符号之间的频率间距。导频符号间较小的频率
分离可用来处理较大的时延扩展。可基于期望的无线信道多普勒扩展来选
择导频符号之间的时间间隔。导频符号间较小的时间分离可用来处理较大
的多普勒扩展。
为了支持空间复用技术，例如MIMO和/或空分复用（SDMA），还可
布置导频符号。采用空间复用，多个数据流可通过由多个发射天线和多个
接收天线所构建的多个空间信道或层来同时进行传输。为了支持空间复用，
可将导频符号排列在块内的簇中。每个簇中导频符号的数量（M）可以大于
或等于待支持的空间秩。空间秩表示空间信道的数量，从而表示可并行发
送的数据流的数量。每个簇中的导频符号可占据时间和频率中的连续区域，
使得对于每个终端，一个簇中的导频符号间无线信道的变化尽可能地小。
图3A示出了16×8块的导频模式310的设计，其在T＝8个符号周期中
覆盖F＝16个子载波。在该设计中，块包括12个导频符号，其排列在位于
块的四个角的四个簇中。如图3A中所示，给四个簇分配索引1、2、3和4。
每个簇包括M＝3个导频符号，其在三个连续地符号周期内在一个子载波上
发送。每个簇中的三个导频符号可用于最多三个空间信道的信道估计。
图3B示出了16×8块的导频模式320的设计。在该设计中，块包括12
个导频符号，其排列在位于块的四个角的四个簇中。每个簇包括M＝3个导
频符号，其在一个符号周期内在三个连续的子载波上发送。每个簇中的三
个导频符号可用于最多三个空间信道的信道估计。
图3C示出了16×8块的导频模式330的设计。在该设计中，块包括16
个导频符号，其排列在位于块的四个角的四个簇中。每个簇包括M＝4个导
频符号，其在两个连续的符号周期内在两个连续的子载波上发送。每个簇
中的四个导频符号可用于最多四个空间信道的信道估计。
图3D示出了16×8块的导频模式340的设计。在该设计中，块包括24
个导频符号，其排列在位于块的四个行的八个簇中。每个簇包括M＝3个导
频符号，其在三个连续符号周期内在一个子载波上发送。每个簇中的三个
导频符号可用于最多三个空间信道的信道估计。
图3A-3D示出了四个示例性导频模式。还可以定义其它各种导频模式。
一般地，导频模式可以包括任意数量的簇，每个簇可以包括任意数量的导
频符号。进一步，簇和导频符号可以按照任意的方式在块中排列。为了清
楚起见，下面的大部分说明假定使用图3A中示出的导频模式310。
通常情况下，一个或多个终端可以共用给定的块。如果该块具有M个
导频符号的簇，则可在多达M个空间信道或层上发送多达M个数据流。具
有单个天线的终端（例如，图1中的终端110x）可在单个空间信道上发送
单个数据流。具有多个天线的终端（例如，图1中的终端110y）可在多个
空间信道上发送多个数据流。
为了清楚起见，下面的大部分说明假定Q个终端共用给定的块，其中
1≤Q≤M，并且每个终端在一个空间信道上发送一个数据流。下面描述对该
块的处理。
基站可从针对Q个终端的块获取F·T个接收到的符号。接收到的符号
可以表示为：
公式（1）
其中zq为终端q在块中F·T个资源单元上发送的F·T×1的调制符号向量，
hq为终端q的块中F·T个资源单元的F·T×1的复信道增益向量，
为终端q的功率偏移的标量，
y为块中F·T个资源单元的接收到符号的F·T×1的向量，
n0为块的噪声和干扰的F·T×1的向量，
“ο”表示逐个元素相乘。
在公式（1）中，每个向量的前F个元素对应于块的第一符号周期中的
F个子载波，下面的F个元素对应于第二符号周期中的F个子载波，以此
类推，最后F个元素对应于最末符号周期中的F个子载波。hq包含终端q
的频域复信道增益，可假定其是具有零均值和已知协方差阵的复高斯随机
变量。信道增益可假定成在Q个终端间是独立的。为了简明，可假定噪声
和干扰n0是具有零均值向量和协方差阵σ2I的加性高斯白噪声（AWGN），
其中σ2是噪声和干扰的方差，I是单位矩阵。
基站可以基于接收到的导频符号，估计每个终端的信道增益以及噪声
和干扰。基站可基于假定每个终端的无线信道统计特性是已知的以及每个
终端的块间的信道增益是相关的，来进行信道估计。
每个终端q的协方差阵，其中q∈{1,...,Q}，可以近似表示为：
E { h ‾ q h ‾ q H } ≈ Σ i = 1 3 λ i , q u ‾ i u ‾ i H , ]]>公式（2）
其中ui是终端q的信道的第i个近似特征向量，
λi，q是终端q的信道的第i个特征值，
E{}表示求期望操作，以及
“H”表示厄米或复转置。
出于实际考虑，公式（2）基于如下的观察：终端的协方差阵最多有三
个显著特征值，并可以采用三个特征向量u1、u2和u3来近似。这三个特征
向量的维度为F·T×1，并可代替实际的特征向量以用于终端q在块间的信道
估计。另外，对于具有实际利益的情形，第一特征值λ1，q通常比其它两个特
征值λ2，q和λ3，q大至少一个数量级。
三个近似特征向量可以表示为：
u ‾ 1 = u ‾ T , 0 ⊗ u ‾ F , 0 , ]]> u ‾ 2 = u ‾ T , 0 ⊗ u ‾ F , 1 , ]]> u ‾ 3 = u ‾ T , 1 ⊗ u ‾ F , 0 , ]]>公式（3）
其中 u ‾ F , 0 = 1 F [ 1 , . . . , 1 ] T ]]>F×1向量，
u ‾ F , 1 = 3 F · ( F 2 - 1 ) [ - ( F - 1 ) : 2 : ( F - 1 ) ] T ]]>F×1向量，
u ‾ T , 0 = 1 T [ 1 , . . . , 1 ] T ]]>T×1向量，
u ‾ T , 1 = 3 T · ( T 2 - 1 ) [ - ( T - 1 ) : 2 : ( T - 1 ) ] T ]]>T×1向量，
表示克罗内克乘积。
对于n×1向量an×1＝[a1,a2,...,an]T以及m×1向量bm×1＝[b1,b2,...,bm]T，其中“T”
表示转置，克罗内克乘积可如下给出：
c ‾ mn × 1 = a 1 b ‾ m × 1 a 2 b ‾ m × 1 · · · a n b ‾ m × 1 = [ a 1 b 1 , a 1 b 2 , . . . , a 1 b m , a 2 b 1 , a 2 b 2 , . . . , a 2 b m , . . . , a n b 1 , a n b 2 , . . . , a n b m ] T . ]]>
cmn×1是mn×1向量，其包含每个元素an×1与每个元素bm×1的乘积。
在公式（3）中，uF，0是元素全为一的向量，其采用一常数进行放缩，
以使uF，0获得单位功率。向量uF，1具有从–(F–1)到(F–1)、以2为步长的数值，
其采用一常数进行放缩，使uF，1获得单位功率。uF，1在块的F个子载波中线
性变化。uT，0是元素全为一的向量，其采用一常数进行放缩，使uT，0获得单
位功率。向量uT，1具有从–(T–1)到(T–1)、以2为步长的数值，其采用一常数
进行放缩，使uT，1获得单位功率。uT，1在块的T个符号周期中线性变化。
u1是元素全为一的F·T×1的向量，其采用一常数进行放缩，使u1获得单
位功率。u2为F·T×1向量，其包含uF，1中F个元素的T个序列，其采用一常
数进行放缩，使u2获得单位功率。u3为F·T×1的向量，其包含uT，1中T个元
素中的每个元素的F个重复元素，并采用一常数进行放缩，使u3获得单位
功率。u1模拟DC或平均分量。u2模拟信道在频率中的变化。u3模拟信道
在时间上的变化。
块内每个终端q的信道响应可以模拟为频率和时间的随机函数，
ξq(f,t)。该函数可由泰勒级数展开的前三项来按如下近似：
ξ q ( f , t ) ≈ ξ q ( f 0 , t 0 ) + ( f - f 0 ) · ∂ ξ q ( f , t ) ∂ f | ( f 0 , t 0 ) + ( t - t 0 ) · ∂ ξ q ( t , t ) ∂ t | ( f 0 , t 0 ) . ]]>公式（4）
在公式（4）中，二维（2D）函数ξq(f,t)采用下述各项来近似：（i）第
一项为ξq(f,t)在原点的值，或ξq(f0,t0)；（ii）第二项为频率上的线性函数，
或SF，q·(f-f0)；（iii）第三项为时间上的线性函数，或ST，q·(t-t0)。在频率
上的线性函数的斜率SF,q和在时间上的线性函数ST,q分别由原点处的ξq(f,t)
在频率和时间上的斜率确定。
基于公式（4）中示出的信道模型，终端q的信道响应可以表示为：
hq(nf,nt)≈αq+βF,q·(nf-nf0)+βT，q·(nt-nt0)， 公式（5）
其中αq是平均信道增益，其对应于项ξq(f0,t0)，
βF，q是终端q在频率上的线性函数的斜率，
βT，q是终端q在时间上的线性函数的斜率，
hq(nf,nt)是终端q的信道响应的二维函数。
如公式（5）中所示，终端q在块上的信道响应可由三个复参数αq、βF，q
和βT,q来描述其特征。块的中心可由(nf0，nt0)给出，其中nf0=(F+1)/2，
nt0=(T+1)/2。在离散坐标(nf,nt)处的符号的信道响应可按公式（5）中所示
来获得。
导频模式可以包括总共P个导频符号，其可排列在四个簇中，每个簇
包括M个导频符号，从而P＝4M。导频符号可以放置在关于块中心相对称
的位置，例如，如图3A-3D中所示。如果每个终端在一个空间信道上发送
一个数据流，则可共享该块的终端的数目最大为M，或Q≤M。
Q个终端可以共用一个簇，Q个终端中的每个可以在该簇中同时发送
M个导频符号。每个终端可采用分配给该终端的加扰序列对其M个导频符
号进行加扰或扩频。Q个终端的加扰序列可记为sq，q=1,...,Q，并应当相互
正交。加扰序列还可称为扩频序列、正交序列、导频序列、序列等。加扰
序列可具有单位模元素，并且长度应当为M。在一个设计中，可以基于M×M
的傅立叶矩阵的M个列来定义M个加扰序列，其中的每个加扰序列包含傅
立叶矩阵一个列的M个元素。M×M傅立叶矩阵的第n行第m列中的元素
可以给定为e-j2jπ·n·m/M，其中n＝0，...,M-1，m＝0，...,M-1。M个加扰序列还可
以以其它方式来定义。在任一情形下，可以从M个可用的加扰序列中选择
Q个加扰序列。在一个设计中，每个终端分配了一个加扰序列并对块中的
所有簇使用相同的加扰序列。在另一设计中，每个终端可针对块中的不同
簇使用不同的加扰序列。
终端q在块中发送的导频符号可以表示为：
r ‾ 1 , q = 1 P · 1 ‾ 4 × 1 ⊗ s ‾ q , ]]>公式（6）
其中14×1是元素全为一的4×1向量，以及
r1，q是终端q在块中发送的导频符号的P×1向量。
r1，q的前M个元素针对在块左上角的簇1中发送的导频符号，下面的M
个元素针对右上角的簇2中发送的导频符号，再下面的M个元素针对左下
角的簇3中发送的导频符号，最后M个元素针对右下角的簇4中发送的导
频符号。终端1-Q的导频向量r1，q是正交的。
图3A示出了采用加扰序列sq＝[a b c]T来发送的针对导频模式310的导
频符号，其中a、b和c为加扰序列的三个元素，并可具有任意的复数值。
将sq中的三个元素a、b和c从左到右应用到块的每个簇中的三个导频符号。
图3B示出了采用加扰序列sq=[a b c]T来发送的针对导频模式320的导
频符号。将sq中的三个元素a、b和c从上到下应用到块的每个簇中的三个
导频符号。
图3C示出了采用加扰序列sq＝[a b c d]T来发送的针对导频模式330的
导频符号。将sq中的四个元素a，b，c和d以z字形的方式应用到块的每个
簇中的四个导频符号。
图3D示出了采用加扰序列sq=[a b c]T来发送的针对导频模式340的导
频符号。将sq中的三个元素a、b和c从左到右应用到块的每个簇中的三个
导频符号。
对于每个终端q可以按如下定义一组基向量：
r ‾ i , q = 1 P · v ‾ i ⊗ s ‾ q , ]]>公式（7）
其中 v ‾ 1 = 1 1 1 1 , ]]> v ‾ 2 = - 1 - 1 1 1 , ]]> v ‾ 3 = - 1 1 - 1 1 , ]]> v ‾ 4 = 1 - 1 - 1 1 . ]]>
图4示出了向量v1到v4。如下面所述，四个向量v1到v4具有块中四个
簇的不同符号组合，并表示四个簇中接收到的导频符号的不同组合选项。
每个终端q与一组四个P×1的基向量r1，q、r2，q、r3,q和r4,q相关联。r1,q包
含发送的导频符号。r2,q采用v2生成并用于检测信道在频率上的变化。r3,q采
用v3生成并用于检测信道在时间上的变化。r4，q采用v4生成并可用于噪声和
干扰估计。
如果共享该块的Q个终端的信道的自由度数低于块中导频符号的总
数，则未用于估计信道参数的导频符号可用于估计块中的噪声和干扰功率。
观察空间具有对应于块中总共P个导频符号的P个维度。在上述设计中，
每个终端的信道可采用三个参数来描述其特征，并可以使用3Q个维度来估
计所有Q个终端的信道参数。观察空间剩余的P-3Q个维度可用来估计噪声
和干扰功率。
可将接收到的信号在未被由Q个终端所发送的导频信号占据的维度上
的投影的功率作为对噪声和干扰的估计。针对所有可用的M个加扰序列，
可将接收到的信号按如下投影到基向量上：
w i , q = r ‾ i , q H x ‾ , ]]>其中i＝1,...,4，q=1,...,M， 公式（8）
其中x是具有块中P个接收到的导频符号的P×1向量，
wi，q是接收到的向量x在基向量ri，q上的投影结果。
对于每个终端q，公式（8）采用该终端q的加扰序列sq，对每个簇中
的M个接收到的导频符号进行解扩。公式（8）还针对不同基向量以不同方
式对四个簇的四个解扩结果进行累加。参考图4，对于r1，q，对四个簇的解
扩结果进行求和来得到w1，q，其表示终端q的平均信道增益。对于r2，q，从两
个下面簇的解扩结果中减去两个上面簇的解扩结果，来得到w2，q，其表示终
端q的信道在频率上的变化。对于r3，q，从两个右侧簇的解扩结果中减去两
个左侧簇的解扩结果，来得到w3，q，其表示终端q的信道在时间上的变化。
对于r3，q，从左上侧和右下侧的簇的解扩结果中减去右上侧和左下侧的簇的
解扩结果，来得到w4，q。
噪声和干扰功率可按如下进行估计：
σ ^ 2 = 1 4 M - 3 Q · ( Σ q = 1 Q | w 4 , q | 2 + Σ i = 1 4 Σ q = Q + 1 M | w i , q | 2 ) , ]]>公式（9）
其中为所估计的噪声和干扰功率。
在公式（9）中，第一次求和得到x在r4,q上投影的功率，其未用于针对
任何终端的信道估计。第一次求和可用作噪声和干扰功率的估计值，但如
果每个终端的信道在块内并不线性地变化，则可能包括信道建模误差。双
重求和得到采用Q个终端中任何一个均未使用的加扰序列来生成的x在ri，q
上投影的功率。如果Q<M则存在双重求和。
可基于最小均方误差（MMSE）准则，针对每个终端q按如下得出信
道估计值：
h ‾ ^ q = E { h ‾ q x ‾ H } ( E { x ‾ x ‾ H } ) - 1 x ‾ , ]]>公式（10）
其中是终端q的信道估计值的F·T×1向量。是公式（1）中hq的估计值。
使用公式（2）中示出的信道模型，每个终端q的信道估计值可以表示
为：
Δ q h ‾ ^ q = Σ i = 1 3 Δ q 2 · λ i , q · ρ i Δ q 2 · λ i , q · ρ i 2 + σ ^ 2 · w i , q u ‾ i , ]]>公式（11）
其中 ρ 1 = ( F · T P ) - 1 , ]]> ρ 2 = ( F · T · ( F 2 - 1 ) 3 P · 1 F - θ F ) - 1 , ]]>
ρ 3 = ( F · T · ( T 2 - 1 ) 3 P · 1 T - θ T ) - 1 . ]]>
θT和θF标识块中导频簇的中心，因此依赖于块中导频符号的放置。左
上侧的簇的中心可由给出。例如，如果导频符号放在块的最高
的行则θF＝1，如果导频符号放在次高行则θF＝3，等等。
在公式（11）中，终端q的信道估计值可基于三个加权向量的和来
得到，其中u1、u2和u3在公式（3）中定义。ui的权重由参数ρi、特征值λi，q、
功率偏移噪声和干扰估计值以及投影结果wi，q来确定。特征值λi,q可
采用本领域中任何公知的方法来估计。
在得出信道估计值时所采用的假设是，每个终端的信道对于每个簇中
的M个导频符号都是不变的。如果信道在每个簇中的M个导频符号之间变
化，则解加扰/解扩可能具有剩余误差，其使信道估计值变差。
为了了解解扩误差的影响，可将公式（8）按如下展开：
公式（12）
其中是终端k针对P个导频符号的复信道增益的P×1向量，是P个导
频符号的噪声和干扰的P×1向量。包含针对P个导频符号的hk内P个元
素，包含针对P个导频符号的n0内P个元素。
如公式（12）中所示，终端q的投影结果wi,q包括来自终端q的分量以
及来自其它终端和噪声的成分。终端q的投影结果wi，q中来自另一终端k的
成分ni，q，k可以表示为：
其中k≠q。 公式（13）
如果解扩是理想的，则对于所有其它终端，ni，q，k=0，且没有来自其它
终端的成分会出现在终端q的投影结果wi,q中。然而，当其它终端的信道在
簇中M个导频符号间变化时，来自其它终端的成分为非零。
基于公式（5）中的信道模型，每个终端k的信道响应可以表示为：
h ‾ ~ k ≈ α k · ( v ‾ 1 ⊗ 1 ‾ M × 1 ) + 2 β F , k · ( n f - n f 0 ) · ( v ‾ 2 ⊗ 1 ‾ M × 1 ) + 2 β T , k · v ‾ T . ]]>公式（14）
对于图3A中示出的导频模式，vT可按如下给出：
v ‾ T = 1 1 ⊗ - 7 - 5 - 3 3 5 7 = 5 v ‾ 3 ⊗ 1 ‾ M × 1 + v ‾ 1 ⊗ - 2 0 2 . ]]>公式（15）
将公式（6）和（14）合并，项可以表示为：
公式（16）
其中 p ‾ k = 5 v ‾ 3 ⊗ s ‾ k + θ ‾ k , ]]> θ ‾ k = v ‾ 1 ⊗ e ‾ k , ]]>
然后，来自终端k的成分可以表示为：
公式（17）
Q个终端的加扰序列正交，从而：
s ‾ q H s ‾ k = δ q , k . ]]>公式（18）
公式（18）表示当q=k时sq与sk的点积等于1.0，否则等于0.0。
向量v1到v4也是正交的，从而：
v ‾ i H v ‾ k = 4 δ i , k . ]]>公式（19）
然后，公式（17）可以如下简化：
P · n i , q , k = 2 β T , k · ( v ‾ i H ⊗ s ‾ q H ) θ ‾ k = 2 β T , k · ( v ‾ i H v ‾ 1 ) ( s ‾ q H e ‾ k ) . ]]>公式（20）
公式（20）表示：对于终端q，另一终端k的信道中的时间变化引入了
终端q的投影结果wi,q，k的误差或偏差ni，q，k。该误差是因为，如果k≠q则
s ‾ q H e ‾ k ≠ 0 . ]]>
为了减少来自其它终端的误差成分，可以按照关于块中心对称的方式
来应用终端q的加扰序列。对于图3A中示出的导频模式，针对终端q，可
按如下定义长度为3的翻转的加扰序列
公式（21）
如果每个簇包括M=3个导频符号，则终端q的初始加扰序列和翻转的
加扰序列可按如下给出：
sq=[a b c]T，初始加扰序列， 公式（22）
翻转的加扰序列。
初始加扰序列可用于块中心左侧的两个簇，翻转的加扰序列可用于块
中心右侧的两个簇。还可将初始加扰序列和翻转的加扰序列当作相同加扰
序列的两个版本。
图5A示出了对图3A中所示导频模式的初始加扰序列和翻转的加扰序
列的使用。在该实例中，将初始加扰序列sq中的元素a、b和c从左到右应
用到块中心左侧每个簇中的三个导频符号。将翻转的加扰序列中的元素
c、b和a从左到右应用到块中心右侧每个簇中的三个导频符号。导频符号
关于块中心对称。该导频对称性减少了终端q的信道估计值中的误差。
图5B示出了对图3B中所示导频模式的初始加扰序列和翻转的加扰序
列的使用。在该实例中，将初始加扰序列sq中的元素a、b和c从上到下应
用到块中心上侧每个簇中的三个导频符号。将翻转的加扰序列中的元素
c、b和a从上到下应用到块中心下侧每个簇中的三个导频符号。导频符号
关于块中心对称。
图5C示出了对图3C中所示导频模式的加扰序列的四个版本的使用。
在该实例中，每个簇包括M＝4个导频符号，加扰序列的四个版本可按如下
给出：
sq=[a b c d]T，加扰序列的第一版本， 公式（23）
sq2=[b a d c]T，加扰序列的第二版本，
sq3=[c d a b]T，加扰序列的第三版本，
sq4＝[d c b a]T，加扰序列的第四版本。
将第一版本sq中的元素a、b、c和d按照z字形应用到左上侧簇中的四
个导频符号。将第二版本sq2中的元素b、a、d和c按照z字形应用到右上
侧簇中的四个导频符号。将第三版本sq3中的元素c、d、a和b按照z字形
应用到左下侧簇中的四个导频符号。将第四版本sq4中的元素d、c、b和a
按照z字形应用到右下侧簇中的四个导频符号。导频符号关于块中心对称。
图5D示出了对图3D中所示导频模式的翻转的加扰序列的使用。在该
实例中，将初始加扰序列sq中的元素a、b和c从左到右应用到块中心左侧
每个簇中的三个导频符号。将翻转的加扰序列中的元素c、b和a从左到
右应用到块中心右侧每个簇中的三个导频符号。导频符号关于块中心对称。
图5A-5D示出了四个实例，其中，使用加扰序列的多个版本，来获取
关于块中心对称的导频符号。一般地，根据这些簇如何定义，加扰序列的
任意数量的版本可用来获取对称的导频符号。加扰序列的所有版本可具有
相同的元素，但这些元素在不同的版本中可以以不同的顺序来排列。
对于图5A中示出的导频模式，通过使用公式（24）中示出的初始加扰
序列和翻转的加扰序列，基向量ri，q，i＝1,...,4可以表示为：
公式（24）
虽然按公式（24）而非公式（7）所示来定义基向量ri，q，但可按上述方
式来进行终端q的信道估计以及噪声和干扰估计。来自另一终端k的在终
端q的投影结果wi，q，k中的成分可以表示为：
公式（25）
其中
可以证明，由于加扰序列的翻转，ni，q，k＝0，i＝1,2,4。即使采用翻转，
n3，q，k也可以不等于0，这意味着：对于信道的时变分量，存在影响w3，q的误
差。不过，因为乘以了对应于时变分量的MMSE比，所以，采用翻转而在
信道估计值中引入的误差较小。
对于图5D中所示的导频模式，使用公式（23）中示出的加扰序列的第
四版本，基向量ri，q，i＝1,...,4可以表示为：
r ‾ 1 , q = 1 P s ‾ q s ‾ q 2 s ‾ q 3 s ‾ q 4 , ]]> r ‾ 2 , q = 1 P - s ‾ q - s ‾ q 2 s ‾ q 3 s ‾ q 4 , ]]> r ‾ 3 , q = 1 P - s ‾ q s ‾ q 2 - s ‾ q 3 s ‾ q 4 , ]]> r ‾ 4 , q = 1 P s ‾ q - s ‾ q 2 - s ‾ q 3 s ‾ q 4 . ]]>公式（26）
计算机仿真显示出：对于高信号噪声干扰比（SINR），信道估计误差
的底限对于图5A中所示导频模式的车载信道会减少约2分贝（dB）。
为了清楚起见，描述了在反向链路上传输导频以及针对终端进行信道
和干扰估计的技术。该技术也可用于在前向链路上导频的传输以及用于针
对基站来进行信道估计。在前向链路上，可为不同空间信道或层分配不同
的加扰序列。在前向链路上对不同层的处理可以与在反向链路上对不同终
端的处理类似。
图6示出了过程600的设计，该过程由发射机来执行，来将导频发送
给接收机。过程600可由终端执行，来将导频在反向链路上发送到基站。
过程600还可以由基站来执行，来将导频在前向链路上发送给终端。从而
发射机可以是终端或基站，接收机可以是基站或终端。可以基于第一序列，
来生成时频块（或块）中第一簇的导频符号（方框612）。可以基于第二序
列，来生成时频块中第二簇的导频符号（方框614）。可以基于第一序列或
第三序列，来生成时频块中第三簇的导频符号（方框616）。可以基于第二
序列或第四序列，来生成时频块中第四簇的导频符号（方框618）。导频符
号可以在它们相应的簇中发送（方框620）。
第一、第二、第三和第四序列可以包括按照不同顺序来排列的共同元
素，并可以将其认为是单个序列的不同版本。例如，第二序列中的元素可
以按照相对于第一序列中的元素相反（或翻转）的顺序。导频符号的生成
可以使得它们关于时频块的中心对称，例如，如图5A-5D中所示。所有簇
中的导频符号还可以按照其它方式来排列，例如有可能以非对称的方式。
每个序列可以包括M个元素，这些元素用于生成一个簇的M个导频符号，
其中M可以是3、4等。每个序列可以包括傅立叶矩阵的列中的元素，或以
其它方式定义的元素。
对于反向链路，第一序列可以分配给终端，并可以与至少一个其它序
列正交，其中，至少一个另外的序列分配给对第一簇进行共用的至少一个
其它终端。类似地，第二、第三和第四序列可以分配给终端。分配给终端
的每个序列可以与分配给针对使用该序列的簇的其它终端的其它序列正
交。对于前向链路，第一序列可以分配给层，并可以与分配给针对第一簇
的至少一个其它层的至少一个其它序列正交。
图7示出了用于发送导频的装置700的设计。装置700包括：用于基
于第一序列，生成时频块中第一簇的导频符号的模块（模块712）；用于基
于第二序列，生成时频块中第二簇的导频符号的模块（模块714）；用于基
于第一序列或第三序列，生成时频块中第三簇的导频符号的模块（模块
716）；用于基于第二序列或第四序列，生成时频块中第四簇的导频符号的
模块（模块718）；用于在导频符号相应的簇中发送导频符号的模块（模块
720）。第一、第二、第三和第四序列可以包括按照不同顺序来排列的共同
元素。模块712到720可包括处理器、电子设备、硬件设备、电子部件、
逻辑电路、存储器等，或者它们的任意组合。
图8示出了过程800的设计，该过程由接收机执行以用于处理从一个
或多个发射机接收到的导频。过程800可由基站执行，以对从一个或多个
终端在反向链路上接收到的导频进行处理。过程800还可以由终端来执行，
以处理针对一个或多个层的在前向链路上从基站接收到的导频，其中可以
将每个层当作单独的发射机。从而接收机可以是基站或终端，发射机可以
是终端或基站。可以从时频块中的多个簇获取接收到的导频符号（方框
812）。可以采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的
每一个（方框814）。序列可以包括M个元素，序列的多个版本可对应于
序列中M个元素的不同排序。还可以进一步基于特定的信道模型，构建多
个基向量，例如，具有线性变化的时间分量以及线性变化的频率分量的信
道模型，如公式（7）中所示。可以采用多个基向量，来处理接收到的导频
符号，以获取发射机的信道估计值，例如，如公式（8）和（11）中所示（方
框816）。还可以采用至少一个其它基向量，来处理接收到的导频符号，以
获取噪声和干扰估计值，例如，如公式（8）和（9）中所示（方框818）。
对于方框814，可以基于序列的初始版本和翻转的版本，构建每个基向
量，例如，如公式（22）中所示。或者，可以采用序列的四个版本，来构
建每个基向量，例如，如公式（23）中所示。在任一情形下，序列的多个
版本可用于生成多个簇的导频符号，以使得导频符号关于时频块的中心对
称。
对于方框816，可以基于接收到的导频符号与多个基向量的点积，获得
多个复数值（例如，wi，q），例如，如公式（8）中所示。多个复数值可包
括：第一复数值，其表示时频块的平均信道增益；第二复数值，其表示在
频率上的信道变化；第三复数值，其表示在时间上的信道变化。可以基于
多个复数值，得出发射机的信道估计值，例如，如公式（11）中所示。
图9示出了装置900的设计，该装置用于处理接收到的导频。装置900
包括：用于从时频块中多个簇获取接收到的导频符号的单元（模块912）；
用于采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的每一个
的模块（模块914）；用于采用多个基向量，处理接收到的导频符号，以获
取发射机的信道估计值的模块（模块916）；用于采用至少一个其它基向量，
来处理接收到的导频符号，以获取噪声和干扰估计值的模块（模块918）。
序列的多个版本可对应于序列中元素的不同排序。模块912到918可包括
处理器、电子设备、硬件设备、电子部件、逻辑电路、存储器等，或者它
们的任意组合。
本申请中描述的技术可通过各种方式实现。例如，这些技术可以通过
硬件、固件、软件或它们的组合的方式来实现。对于硬件实现，位于实体
（例如终端或基站）的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路
（ASIC）、数字信号处理器（DSP）、数字信号处理器件（DSPD）、可编
程逻辑器件（PLD）、现场可编程门阵列（FPGA）、处理器、控制器、微
控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或上述各项
的组合中。
对于固件和/或软件实现，可以采用用于执行本申请所描述功能的模块
（例如，过程、函数等）来实现这些技术。固件和/或软件指令可以存储在
存储器（例如，图1的存储器142x、142y或182）中，并由处理器（例如，
处理器140x、140y或180）来执行。存储器可以实现在处理器内部或者在
处理器外部。固件和/或软件指令还可以存储在其它处理器可读介质中，例
如随机存取存储器（RAM）、只读存储器（ROM）、非易失性随机存取存
储器（NVRAM）、可编程只读存储器（PROM）、电可擦除PROM（EEPROM）、
闪存、压缩光盘（CD）、磁的或光的数据存储器件等。
为使任意本领域的技术人员能够实现或者使用本发明，上面对本发明
进行了描述。对于本领域技术人员来说，对本发明的各种修改都是显而易
见的，并且本申请定义的总体原理也可以在不脱离本发明的精神和保护范
围的基础上适用于其它变体。因此，本发明并不限于本申请给出的实施例，
而是与本申请公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。