接收机和方法技术领域
本发明涉及用于接收正交频分复用(OFDM)符号的接收机和方法，
至少某些OFDM符号包括多个承载数字的子载波和多个承载导频(pilot)
的子载波。
背景技术
存在许多通信系统的示例，其中，利用正交频分复用(OFDM)来进
行数据通信。例如，已被布置为根据数字视频广播(DVB)标准来操作的
系统使用OFDM。OFDM可被一般描述为提供K个被并行调制的窄带子
载波(其中，K是整数)，每个子载波传送诸如正交调幅(QAM)符号或
正交相移键控(QPSK)符号之类的已调制符号。对子载波的调制在频域
形成并转换到时域以用于传输。由于数字符号在子载波上被并行传送，因
此，相同的已调制符号可以在每个子载波上被传送扩展时段，该扩展时段
可以比无线电信道的相干时间更长。子载波被同时并行调制，使得已调制
载波的组合形成OFDM符号。因此，OFDM符号包括多个子载波，每个
子载波用不同的调制符号被同时调制。
为了辅助在接收机处的对数据的检测和恢复，OFDM符号可包括导频
子载波，该导频子载波将已知的数据符号传送给接收机。导频子载波提供
相位和定时参照，该相位和定时参照可被用于估计OFDM符号已经通过的
信道的脉冲响应，并被用于辅助在接收机处的对数据符号的检测和恢复。
在某些示例中，OFDM符号包括连续导频(CP)载波和分散导频(SP)
二者，该连续导频载波保持在OFDM符号中的相同的相对频率位置上。
SP在连续符号之间变更其在OFDM符号中的相对位置，提供了用减少的
冗余来更加准确地估计信道的脉冲响应的便利。
在共同待决英国专利申请号GB0909579.5中，公开了用于接收经由信
道所发送的OFDM符号序列的接收机，并且，具体公开了用于接收
OFDM符号的接收机，该OFDM符号根据DVB-C2而被发送。每个
OFDM符号包括多个传输数据的承载数据的子载波，以及多个传输导频数
据的承载导频的子载波。导频子载波根据预定的导频子载波模式被在序列
的OFDM符号中散布。该接收机包括信道估计器，并且，该信道估计器包
括用于从每个OFDM符号的导频子载波提取导频数据的导频数据提取器；
用于基于从导频数据子载波所提取的导频数据来生成外插导频数据的导频
数据外插器(extrapolator)；以及操作用于通过在时间和频率上的外插导
频数据之间进行内插来产生对信道的估计从而处理导频数据的导频数据内
插器(interpolator)。接收机还包括用于检测由信道估计器所处理的导频
数据中的不连续性的不连续检测器，以及控制器，一旦不连续检测器检测
到导频数据的不连续，则该控制器操作用于向信道估计器提供控制信号，
其导致导频数据提取器、导频数据外插器和导频数据内插器中的至少一个
补偿导频数据中的导频数据不连续。如此，接收机可被布置为从OFDM符
号(诸如，DVB-T2)接收数据，其可包括许多可导致在接收机处所提取
的导频数据的不连续的特征。为了适应所导致的不连续，在由不连续所导
致的导频数据符号中，接收机被布置为检测在接收机处的导频数据不连
续，而控制器被设置，以用于确保当在导频数据中检测到不连续时，信道
估计器的至少一部分被适配，以便适应该不连续性。
但是，可设想，存在如下的要求：接收机被进一步改进以必须应对导
频子载波中的不连续。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于接收来自经由信道发送的
OFDM符号序列的数据的接收机，每个OFDM符号包括多个发送数据的
承载数据的子载波和多个发送导频数据符号的承载导频的子载波。例如，
该信道可以是DVB-C2信道。导频子载波根据预定的导频子载波模式被布
置在所述OFDM符号内。该接收机包括信道均衡器，包括：导频数据提取
器，该导频数据提取器用于从每个所接收的OFDM符号的导频子载波中提
取所接收的导频符号；信道估计器，该信道估计器被布置为操作用于利用
来自所接收的导频子载波的所接收的导频符号，通过比较所述所接收的导
频符号和用所述OFDM符号发送的导频符号的版本，以生成对所接收的
OFDM符号已经经过的信道的估计。均衡器被布置为操作用于利用由所述
信道估计器所生成的对信道的估计来减小信道在所接收的OFDM符号上的
影响，使得数据能从所接收的OFDM符号中恢复。信道估计器包括陷波处
理器，该陷波处理器被布置为操作用于检测所接收的OFDM符号中的陷
波，所述陷波在不被发送机发送的频率范围内提供多个所接收的OFDM符
号的子载波，判定一个或多个缺失导频子载波，根据所述导频子载波模
式，该一个或多个缺失导频子载波应当已经在OFDM符号的陷波子载波中
发送，并且，生成导频数据子载波的替换导频符号，根据预定模式，该替
换导频符号应当已经从不在所述陷波内的OFDM符号内已经接收的一个或
多个其他导频子载波被发送，但是，作为所述陷波的结果，未被发送。导
频数据内插器被布置为操作用于通过在时间和频率上的所接收的导频数据
符号和替换导频数据符号之间内插来处理所述所接收的导频数据符号和所
述替换导频数据符号，以产生对信道的估计。
利用OFDM进行通信的系统的一个示例是DVB-C2系统，其中，
OFDM符号内嵌有导频符号。该系统的若干特征可导致导频数据符号中的
不连续。例如，导频数据符号中的不连续可作为对导频数据外插器的初始
化的结果而被导致，其导致生成外插导频数据中的延迟，或可作为不同长
度的帧的结果而被导致，其可导致分散导频子载波模式的“相位”逐帧分
裂，或可作为未根据导频子载波模式而被布置的导频数据的结果而被导
致，或由于不包括任意导频数据的一个或多个OFDM符号。如果所接收的
OFDM符号序列包括未来扩展帧(FEF)，则可以是该情形。如此，如上
所述，可容纳这种不连续的接收机被在GB0909579.5中公开。但是，在诸
如DVB-C2之类的通信系统中，频率范围中的陷波可被引入在发送机处，
其导致陷波的频率范围内的子载波的整个范围在发送机处被压缩。结果，
针对多个OFDM符号，接收机必须被布置用于容纳陷波的频率范围内的导
频数据子载波的缺失。如此，必须容纳多个OFDM符号的导频数据符号的
缺失。
因此，本发明的实施例提供了陷波处理器，该陷波处理器从所接收的
导频数据符号生成一个或多个替换导频数据符号，其已经从所接收的
OFDM符号的导频子载波中恢复。例如，可通过有选择地复制来自OFDM
符号的导频数据符号或通过在所接收的导频数据符号之间进行内插来生成
替换导频数据符号。因此，信道估计器可被布置用于恢复对信道的估计，
即使陷波的存在导致一个或多个导频模式的子载波缺失，该对信道的估计
具有比没有由于陷波而缺失的导频子载波而估计信道可获得的准确度高得
多的准确度。因此，正确恢复数据的可能性中的改进可被获得。
针对某些陷波的示例，针对保护间隔为1/64的示例，则陷波子载波的
数量可从11至47。例如，保护间隔可以是1/64，并且，载波的数量可以
使11、23、35或47，或保护间隔可以是1/128，并且，载波的数量可以是
23或47。因此，存在有限的选择，并且，这些选择由适于所选的保护间
隔的分散导频间隔所定义。针对11个载波，均衡处理未受影响，因为没
有分散导频将位于陷波内部。不存在性能影响，因为陷波内的数据载波未
承载所发送的数据，并且，没有分散导频在所接收的序列中受到影响。因
此，在某些示例中，陷波处理器被布置用于判定是否存在需要被替换的一
个或多个缺失导频子载波。
如果在预定模式的分散导频的一个或多个相位上存在导频子载波，则
可导致频率内插器中的不连续，其可降低信道估计器的性能。在某些示例
中，陷波处理器被布置用于利用如下的一个或多个来替换缺失的导频符
号：
·复制陷波开始/结束边缘导频
·陷波边缘导频之间的线性内插
·陷波周围的分散导频之间的线性内插
发明的各种其他方面和特征被定义在所附权利要求中，其包括接收方
法。
附图说明
现将通过参照附图仅以示例的方式来描述本发明的实施例，其中，相
似的部件被设置以对应的参考标号，并且其中：
图1提供了示出了典型的DVB-C2发送机链的示意图；
图2提供了示出了典型的DVB-C2接收机链的示意图；
图3提供了示出了OFDM符号序列的示意图，该OFDM序列例如根
据DVB-C2标准被生成；
图4提供了定义DVB-C2中的两个保护间隔时段和两个信道估计方法
的奈奎斯特极限的表；
图5提供了表，该表提供了对DVB-C2的分散导频模式中的多个导频
的阐释；
图6提供了OFDM符号的幅度对频率的示图的图形呈现，其示出了在
1MHz处的47个子载波的陷波；
图7提供了OFDM符号的幅度对频率的示图的图形呈现，其示出了在
OFDM频谱的左端处的11个子载波的陷波；
图8提供了OFDM符号的幅度对频率的示图的图形呈现，其示出了在
2MHz偏移处的47个子载波的陷波，其陷波中心带有仿真的回生简档和频
率调制干扰器；
图9提供了表，该表提供了对窄带陷波中缺失的分散导频的阐释；
图10提供了根据惯常布置的图2中所示的OFDM接收机的均衡器的
示意图；
图11提供了示出了包括各种大小的陷波的OFDM符号的示意图；
图12提供了根据本技术的实施例的图2中所示的OFDM接收机的均
衡器的示意图；
图13A提供了表示带有47个子载波的陷波的OFDM符号的示意图，
其示出了通过从陷波的左侧复制边缘导频子载波来生成替换子载波的技
术；并且图13B提供了表示带有47个子载波的陷波的OFDM符号的示意
图，其示出了通过从陷波的右侧复制边缘导频子载波来生成替换子载波的
技术；
图14提供了表示带有47个子载波的陷波的OFDM符号的示意图，其
示出了通过组合来自陷波的左侧和右侧的边缘导频子载波来生成替换子载
波的技术；
图15是参数表，其提供了用于在图14中所示的组合来自左陷波和右
陷波的边缘子载波的技术中所使用的加权因子；
图16提供了表示带有47个子载波的陷波的OFDM符号的示意图，其
示出了用于通过在OFDM符号内在分散导频子载波之间进行内插来生成替
换子载波的技术；
图17是示出了由陷波处理器所执行的用于生成替换导频子载波的处
理器的流程图，该替换导频子载波由于陷波而缺失；
图18是示出了由接收机所执行的处理的流程图，该接收机遵循时间
和频率获取来恢复参数，该参数标识根据DVB-C2的所接收的OFDM符
号内的陷波的大小和位置；
图19提供了针对预定导频模式的相位2和3的缺失导频子载波对通过
利用来自陷波的左侧的边缘导频子载波的副本的47个子载波陷波中的每
个载波的调制误差率的示图的图形表示；
图20提供了针对预定导频模式的相位1和4的缺失导频子载波对通过
利用来自陷波的左侧的边缘导频子载波的副本的47个子载波陷波中的每
个载波的调制误差率的示图的图形表示；
图21提供了提供比较参数的表，该比较参数示出了由根据本技术的
陷波处理器所执行的用于估计替换导频符号的不同技术的性能；以及
图22提供了根据本技术的另一示例实施例的图2中所示的OFDM接
收机的均衡器的示意图。
具体实施方式
OFDM发送机和接收机
图1提供了OFDM发送机的示例框图，该OFDM发送机可被用于例
如根据DVB-C2标准来发送视频图像和音频信号。图1已经从ETSI标准
EN 302769，第五部分，图2e再现，并且，此处将简要描述来帮助理解示
例实施例。在图1中，在DVB-C2中被称为物理层管道(PLP)1的数据
源被接收，以用于发送。在用前向纠错编码器编码并由单元4位交织之
前，数据在输入同步单元2处被接收。然后，已编码并交织的数据被反馈
到正交幅度调制(QAM)映射器6，该映射器6将二进制数据映射到
QAM调制符号上。来自PLP 8的群组的QAM符号随后被反馈到各自的数
据片(DATA SLICE)生成器10，该数据片生成器10被组合到各自数据
片，该各自数据片组合来自多于一个PLP的数据。每个数据片的调制符号
随后由时间和频率交织器12进行时间和频率交织。已交织的调制符号随
后被反馈到帧生成器14，该帧生成器14将调制符号形成帧，以用于作为
OFDM符号发送。该OFDM符号随后被形成在时域，并且，反傅里叶变
换和导频插入单元16将保护时段插入。数字到模拟转换器(DAC)18将
OFDM符号从数字转换成模拟的。
在图1中设置了单独的发送机链，以用于传送被称为L1信令数据的
系统信令数据，该系统信令数据包括L1信号生成器20、前向纠错和位交
织框22、QAM映射器24、结果调制符号26的时间交织器、L1框生成器
28，以及频率交织单元30。随后，帧生成器14将表示L1数据的时间和频
率交织调制符号形成为作为OFDM符号的时分帧。
图1中所示的发送机被布置为根据DVB-C2标准来生成OFDM符号，
其包括多个数据单元，每个数据单元承载调制符号，并且，每个数据单元
被映射到OFDM符号的子载波中的一个上。DVB-C2的子载波数被固定为
3409。
图2提供了对可与本技术一起使用的接收机的示例阐释。如在图2中
所示，OFDM信号被从网络连接100接收，并且，由调谐器102检测到，
并且，由模拟到数字转换器105转换成数字形式。在利用快速傅里叶变换
(FFT)处理器108和信道估计器以及校正器110和嵌入式信令解码单元
111来从OFDM符号恢复数据之前，保护间隔去除处理器106将保护间隔
从所接收的OFDM符号中去除。已解调制的数据被从解映射器112中恢
复，并且，被反馈到OFDM符号解交织器115，该OFDM符号解交织器
115操作用于使对所接收的数据OFDM符号的反向映射产生效果，以重新
生成带有已被接交织的数据的输出数据流。类似地，位解交织器116将由
位交织器26所执行的位交织反转。图2中所示的OFDM接收机的剩余部
分被设置以用于使得纠错解码118产生效果，以纠错并恢复对源数据的估
计。
DVB-C2OFDM符号
图3提供了对已经为DVB-C2提出的帧结构的阐释性表示。在图3
中，每个小圆圈表示“单元”，其为由OFDM符号的子载波所承载的数据
符号所使用的术语。如此，在图3中，每行表示单个OFDM符号，其形成
行的单元，使得从左至右，每个单元形成单个OFDM符号的一部分。因
此，每列表示时间上在连续OFDM符号的子载波上所传送的单元。
在DVB-C2中存在三种类型的导频：连续导频、分散导频和边缘导
频：
·连续导频在OFDM频谱的固定载波位置上，并且，在每个符号处被
发送。其通常被用于公共相位误差(CPE)和时间/频率偏移校正
·分散导频被用于信道估计和均衡。导频模式采用来自DVB-T2中的
PP5和PP7，并且，为接收机提供使用仅频率或频率+时间的内插
的选项，以导出信道估计
·边缘导频被用于定义OFDM信号的边缘(最外载波)和定义窄带陷
波的边缘二者。边缘导频总驻留于分散导频模式位置处
如在图3中所示，前四个OFDM符号是前导符号124，其包括前导信
令数据120和前导导频符号122。在前导OFDM符号124之后是承载
OFDM符号的连续数据126。承载OFDM符号的数据126中的每一个包括
边缘导频128、连续导频子载波130，以及分散导频子载波132。边缘导
频、分散导频和连续导频根据预定导频子载波模式被发送。图4中所示的
表示出了DVB-C2的分散导频子载波模式。
如在图3中所示，分散导频子载波从一个符号到下一个符号变更其在
OFDM符号中的相对位置，使得根据重复模式，在周期内的预定数目的
OFDM符号中，提供了规则地分隔的信道样本。由分散导频的模式所设置
的信道样本的分隔比由任意一个OFDM符号所设置的分隔小。因此，通过
在重复周期上利用OFDM符号序列来生成对信道的估计，信道估计的带宽
可以比从一个OFDM符号所获得的带宽大得多。因此，利用对由分散导频
以及连续导频和边缘导频所获得的信道样本的时间和频率内插，对信道的
估计可具有大得多的带宽。分散导频的重复模式可被称为是周期，该周期
包括许多相位，每个相位指定根据预定模式的分散导频的位置。在周期之
前的在导频符号之间的时间上的分离再次在被称为Dy的相同位置处产生
分散导频，而在一个OFDM符号中的一个分散导频和下一个OFDM符号
中的分散导频之间的频率上的分离在位置Dx处产生分散导频。在图3
中，取决于图4中所示的保护间隔和保护模式，Dy＝4，并且，Dx＝12或
24。
窄带陷波
在DVB-C2标准中，通过其传输OFDM符号的通信信道要求在某频
率范围内不传输OFDM子载波。因此，在传输时，频率的“陷波”被从
OFDM符号中去除，以便不干扰遗留系统。如此，在OFDM符号的接收
机中的均衡器必须被适配并布置用于估计通过了OFDM符号的通信信道并
抵消或至少减少信道的影响，由于陷波的存在而无需使得信道样本在频率
范围内。
如在图3中所示，DVB-C2的特征是存在陷波140，其提供了不被发
送机所发送的子载波的连续集。DVB-C2定义了若干种类型的陷波，其为
宽带的和窄带的。陷波被提供，以便防止DVB-C2信号的发送干扰在带宽
中所发送的其他通信信道。图5的表中示出了融合到DVB-C2标准中的不
同的陷波类型。
在C2中存在两个所定义的陷波类型，其为宽带和窄带。频谱陷波可
存在于所发送的OFDM频谱中的任意处。可呈现陷波来确保在特定频谱处
没有DVB-C2信号载波导致外部干扰，或确保干扰信号与所发送的OFDM
信号共存。
如在图6、7和8中所示，示出了根据陷波的各种示例类型的所发送
的OFDM符号的频谱，其被示出为频率对时间的示图。图6提供了带有
1MHz偏移的陷波，其陷波出所发送的OFDM符号的47个载波，图7示
出了11个载波被从OFDM符号陷波出来的示例，而图9示出了47个载波
被从在2MHz偏移处的并且回声简档号为4以及频率调制干扰位于陷波中
心的OFDM子载波陷波出来的示例。因此，根据本技术，作为DVB-C2
系统的结果，多个子载波将从取决于保护间隔的所发送的OFDM符号中陷
波出来。图9提供了表示作为窄带陷波的结果而被陷波出来的子载波的数
量的表，其为保护间隔的函数。
针对前导符号和数据符号，窄带陷波被不同对待。这是为了允许无需
对C2信号的任何知识而进行对前导符号的初始解码，L1信令框的整体结
构和位置不变。因此，窄带滤波中的前导子载波被简单地成为空白，但
是，可在接收机侧由鲁棒的FEC恢复。相反，数据符号中的已陷波的子载
波不被用于负载传输。
在C2帧中，最多15个离散陷波可被通过信令传输，其使得非C2相
关的干扰信号和敏感频谱区域的混合能够与C2传输共存。如果多个数据
片被定义为存在于L1信令的带宽(7.61MHz)内，虽然多于一个窄带陷波
可存在于标准的8MHz接收机调谐窗口中，但是，并非多于一个的窄带陷
波必须位于数据片中。
针对信道估计，上述仅频率的模式具有导出信道估计的零延迟的益
处，但是，具有可被均衡的最大回声被限制到9.3μs(GI＝1/64)或4.6μs
(GI＝1/128)的缺点。如上所述，仅频率模式仅使用单个OFDM符号内
的导频子载波来估计信道。在频率和时间模式中，回声持续时间在这些值
上以因子4增加，代价是某些初始延迟。时间内插器通过利用在长时间间
隔上在导频值中存在强相关的事实可最大化静止信道中的性能。
惯常的均衡器结构
根据本技术中的实施例，提供了均衡器，其从所接收的OFDM符号执
行信道估计和对该信道的抵消，但是，在例如DVB-C2中所传送的所传送
的OFDM符号中容纳陷波的存在。
图10示出了用于根据惯常操作从所接收的OFDM符号抵消或至少减
少信道的影响的均衡器。图10中所示的均衡器结构形成了图2中所示的
信道估计和校正单元110的一部分。在图10中，每个OFDM符号的子载
波信号在导频分离器200处被从频域中的FFT单元108接收。导频分离器
导频子载波，其可以是图3中所示的连续子载波、边缘导频子载波或分散
导频。分散的导频子载波被反馈到信道估计器202，而连续导频信号被发
送到粗频率相关器204，而前导导频被发送到前导导频处理相关器206。
前导处理单元206被布置，以用于生成在信道208上反馈到前导重排序单
元210的调谐偏移信号。前导导频处理单元还生成在信道212上反馈到前
导重排序单元220的前导信号。但是，这些单元并未考虑本技术，并且因
此，将不进一步描述。
分割单元214被布置，以用于去除接收OFDM符号的传输信道的效
果。因此，在操作中，导频分割器200将承载数据的子载波从承载导频的
子载波中分离出来，并且，在信道216上将承载数据的子载波反馈到分割
单元214。分散导频子载波和连续导频子载波被反馈到信道估计器202，
该信道估计器202包括时间内插处理器220和频率内插处理器222。因
此，从导频子载波恢复的分散和/或连续导频数据符号由各自的时间和频率
内插器220、222被内插到时间和频率中，使得针对OFDM符号的每个承
载数据的子载波，通过比较导频数据符号和当其被发送时的那些导频数据
符号的版本，可生成所估计的信道的样本。取决于与导频的发送版本的比
较是否在内插之前或在分割单元214内完成，信道估计的样本或内插的导
频数据被反馈到分割单元214。因此，分割单元214通过将承载数据的子
载波的频域版本与所估计的信道的频域版本分开来抵消来自所接收的承载
数据的子载波的信道的影响，以从OFDM符号减少信道的影响。
根据一个示例的均衡器结构
图11示出了根据四个样本OFDM符号250、252、254、256的四个不
同的陷波大小的效果，每个样本OFDM符号被示出为包括20个单元或子
载波258。如由图例260所示，四个OFDM符号中的每一个包括分散导频
262和陷波边缘导频264二者。针对OFDM信号的完整集250、252、
254、256中的每一个，还示出了陷波268，该陷波268在宽度上变化。在
陷波268内，包括了对导频符号的指示，该导频信号需要被包括其中以便
估计信道。因此，本技术中的实施例提供用于估计落入陷波内的并因此不
被发送而是利用OFDM符号内的其他所接收的导频子载波所估计的导频子
载波或导频数据符号的布置。针对保护间隔为1/64的示例，陷波载波的数
量可为11至47。针对11个载波，均衡处理未受影响，因为没有分散导频
可位于陷波内(Dx＝12)。不存在性能影响，因为陷波内的数据载波并未
承载所传输的数据，并且，没有分散导频在所接收的序列中受到影响。如
果增加陷波宽度，则缺失导频的数量根据图9中所示的表增加。
如果陷波的宽度超过11个载波(针对GI＝1/64，或23个载波，如果
GI＝1/128)，根据导频子载波的预定模式，在分散导频的一个或多个相
位上将存在至少一个导频载波，这将是无效的。这将导致在时间内插器
220和频率内插器222的响应中的不连续，并且，降低性能，因此，在导
频通过频率内插器222之前，需要在时间内插器220中预处理导频的某些
方法。该方法被称为“陷波处理”。陷波处理要求知晓陷波的位置和宽
度。该信息可从L1信令参数NOTCH_WIDTH和NOTCH_START中获得
(假定该信息可从前导符号中解码)。
根据本技术，三种方法可被用于陷波处理：
·使用陷波开始/结束边缘导频的副本
·陷波边缘导频之间的线性内插
·陷波周围的分散导频之间的线性内插
图12中所示的均衡器执行对替换导频数据符号或子载波的估计。在
图12中所示的均衡器对应于图10中所示的均衡器，其形成图2中所示的
信道估计和校正单元的一部分，但是，已经根据本技术被适配。如在图12
中所示，该均衡器包括根据本技术操作的已适配的信道估计器300。信道
估计器300包括处理单元302，该处理单元302在第一输入304上接收对
频域上的陷波的开始的指示、对在信道306上的频域中的陷波的宽度的指
示，以及陷波处理使能标志308。因此，根据本技术，信道308上的陷波
使能信号、信道304上的陷波开始信号，以及信道306上的陷波宽度信号
被提供为传送给接收机的层1信令参数的一部分。该参数提供对在陷波处
理单元310内接收的预定陷波大小和位置的指示。陷波处理单元310还接
收信道312的分散导频信号。在陷波处理单元312的输出处的复用器314
被布置用于重新形成所接收的导频子载波和由陷波处理单元310生成的替
换子载波。因此，陷波处理单元310被布置用于操作为接收分散导频子载
波和边缘陷波子载波，并且，在OFDM符号内的位置处生成替换导频数据
符号，在该位置处，预期频率内插单元222接收由导频数据符号所提供的
信道样本。如参照图10所说明的，时间和频率内插器220、222操作为生
成OFDM符号的每个单元的信道样本。
图13A、13B、14和15示出了用于生成替换导频数据符号的示例技
术。
图13A和13B提供了对通过复制导频子载波来生成替换导频子载波的
阐释，该导频子载波已经在OFDM符号中的陷波外的某处被接收。将陷波
边缘导频中的一个的值复制到对应于陷波所位于的位置处的分样
(decimated)信道估计中的邻近位置提供了用于在由时间和频率内插器
220、222所预期的位置处提供导频符号的简单技术。
图13A和13B示出了保护间隔＝1/64和陷波载波最大数的一个配置。
如在图13A中所示，包括12个示例子载波352的四个OFDM符号350被
示出为包括导频子载波354以及陷波360的右陷波边缘子载波356和左陷
波边缘子载波358。四个OFDM符号350中的每一个示出了导频子载波模
式的连续相位。
如图13A中所示并与导频子载波模式的相位一致，替换导频子载波被
在陷波内的位置处生成，该陷波与导频子载波模式一致，如果未出现陷
波，该导频子载波模式应当在分散导频之前被生成。例如，在13A中，通
过将边缘导频子载波复制到陷波350的左边的各自位置处，替换导频被生
成，在该各自位置处，导频子载波模式应当已经产生分散导频子载波。针
对右手边缘导频356，图13B中示出了对应的示例。
如将理解的，如果已经发送了导频子载波，并且，通过复制来自
OFDM符号内的子载波位置的导频子载波，样本被产生，则被复制到被替
换的导频子载波位置的子载波之间的分离越大，应当由该导频子载波所产
生的信道的实际样本之间的误差就越大。这是信道在时间和频率二者上的
变化的结果。因此，当将要被替换的导频的位置最靠近替换边缘导频时，
对导频值的替换将是最准确的。在以上的示例中，其利用位置“A”中的
“L”来表示左边缘陷波导频，或用位置“C”中的“R”来表示右边缘陷
波导频。针对“高”质量信道，该技术是合理的，因为导频值仅在OFDM
频谱上变化很小。
图14中示出了可替换的技术，其中，通过利用左陷波边缘导频350
和右陷波边缘导频356二者的陷波边缘导频之间的线性内插，替换导频子
载波被生成。该技术添加了某些复杂度，但是，提升了陷波中的替换导频
符号的准确度。利用左陷波边缘导频和右陷波边缘导频的均衡部分提供了
对导频符号值的直线近似。关于以上参照图13A和13B所描述的复制方法
的性能，其提升了被更加严重地损坏的信道的性能。
由于作为复制左导频子载波和右导频子载波的结果，图14中所示的
技术被产生，因此，取决于从左导频子载波或右导频子载波被替换的导频
子载波的相对位置，要求对这些子载波的每个分量的各自均衡。图15中
示出的表示出了在取决于陷波的保护间隔和宽度的一个示例中的加权。在
该表中，“L”&“R”指左手边缘导频和右手边缘导频的值。
图16中示出了利用线性内插的导频替换创建的另一示例。但是，在
图16中所示的示例中，分散导频子载波被用于用对应的加权因子来在陷
波的任意侧上执行线性内插，需要该对应的加权因子，以便影响从OFDM
符号内的分散导频所产生的导频数据符号的组合。这是以上的线性内插技
术的变体，其无需利用陷波边缘导频。该技术的一个优点是，与以上参照
图14和图15所述的陷波边缘导频的线性内插相比，通过具有固定的内插
比率1/2*L+1/2*R(其中，“L”和“R”是邻近分散导频的值)而不管
陷波宽度和保护间隔，其简化了实现。缺点是，分散导频具有到将要被内
插的虚导频的DxDy间隔，因此，信道估计的准确度被潜在降低了。
如根据本技术的示例实施例所将理解的，参照图13至图16，陷波处
理器可利用一个或多个技术，以用于替换上述导频符号值。在一个示例
中，取决于信道类型或关于出现在陷波外部的导频子载波的位置和类型的
OFDM符号的形式，陷波处理器可选择使用哪个技术。
图17提供了对陷波处理器310的操作的阐释，其被总结如下。
S1-分散导频和边缘导频被解调制。
S2-陷波处理器判定是否存在陷波。如果未出现陷波，则处理遵循处理
路径380而终止。如果判定存在陷波，则处理进行到步骤S4。
S4-根据指示陷波开始、保护间隔和陷波宽度的所接收的参数，陷波处
理单元判定作为陷波的结果而缺失的并必须为其生成替换导频数据符号的
导频的位置。
S6-陷波处理器随后判定所接收的OFDM符号在导频子载波模式的Dy
中的当前相位，即，出现时间方向，以便执行正确的内插。
S8-在判决点S8处，判定分散导频是否存在于分散导频模式的当前相
位上的陷波中的位置处。如果分散导频确实存在，并且，将要针对该单元
生成替换导频数据符号，则处理进行到步骤S10。否则，处理经由判决路
径382进行而终止。
根据本技术的一个示例，取决于将要替换的分散导频的位置和OFDM
符号的相位，则3个内插技术中的一个被使用。
S12-根据本技术，用于生成替换导频数据符号的一个示例是，如果从
左手侧或右手侧中任一个存在陷波边缘导频，则复制该陷波边缘导频。
S14-然后，开始或结束边缘导频被选择，以用于复制。
S16-导频子载波随后被复制到分样的信道估计中的正确位置。
S18-如果判决步骤S10选择用于生成替换导频数据符号的第二技术，
则在步骤S18处，陷波边缘导频之间的线性内插被执行。
S20-根据所选技术，缺失或替换导频的值被生成，并且，处理随后进
行到步骤S16。
S22-如果在S10处的判决点处，第三技术被选择，以用于生成替换导
频数据符号，则在步骤S22处，分散导频之间的线性内插被执行。
S24-根据步骤S22所需的分散导频之间的线性内插，替换导频符号的
值被计算，并且，处理随后进行到步骤S16。
获取序列
图18中示出了在时间和频率同步已经被执行之后所遵循的由接收机
所执行的操作的总结，在一个示例中，其可与本技术组合使用，以判定陷
波是否存在于所接收的OFDM符号中，并且，如果存在，判定其大小：
S40-OFDM符号同步被生成，并且，形成了均衡的前导符号。
S42-头部被从前导符号中提取。
S44-前导被解码。
S46-层1信令信息被从已解码的前导中提取。
S48-在判决点S48处，根据已解码的层1信令数据来判定陷波是否存
在于所接收的OFDM符号内。如果不存在陷波，则处理进行到步骤S50。
如果确实存在陷波，则处理进行到步骤S52。
S52-根据所接收的层1信令数据，陷波处理器被使能并被配置用于根
据陷波的宽度和如上所述的将要被替换的导频子载波的位置来生成替换导
频数据符号。
S50-根据由陷波处理器所产生的所生成的信道估计，或无需陷波处理
器而根据分散导频符号的惯常模式，数据符号被均衡。
S54-根据惯常操作，一旦数据符号已经被分割电路214均衡，单元被
频率解交织。
仿真结果
图19、图20和图21中示出了仿真结果，该仿真结果示出了生成替换
导频子载波(或导频符号值)的不同方法之间的比较。图19提供了针对
利用缺失陷波的左边缘导频的带有Dy相位为2和3的47个载波的陷波的
每个载波的调制误差率(MER)的示图，而图20提供了针对相位4和1
的对应的示图。观察陷波周围的每个载波的MER可了解到不同陷波处理
方法的信号质量。图19和图20示出了陷波周围的载波的MER如何被复
制边缘导频的导频符号值替换所影响。这些示例利用带有OFDM频谱中的
2MHz偏移的陷波和100dB的SNR的4096-QAM。
图20中的表示出了陷波边缘处理的性能的总结。图20提供了不同陷
波方法的相对MER。在图20的表中，以下的参考被用于指用于生成替换
导频符号值的不同技术：
·CNEL：复制左陷波边缘载波
·CNER：复制右陷波边缘载波
·LIE：陷波边缘载波之间的线性内插
·LIS：邻近分散导频之间的线性内插
如可从图20中所示的表中所提供的结果看出，LIE技术(陷波边缘载
波之间的线性内插)产生最佳的整体结果。这是所预期的，因为陷波边缘
载波最靠近陷波中的导频位置。信道中的低SNR减少了陷波处理方法之间
的差异(比较测试2和测试7，它们除了SNR以外其他都相同)。这是所
预期的，因为陷波所覆盖的载波数是总的OFDM信号的相对小的百分比。
随着信道SNR的下降，具有陷波和没有陷波(测试2&测试7)之间的平
均MER中的差异减小了。
如果陷波碰巧驻于由回声信道特点所导致的频率响应中的空位置处，
则陷波处理方法之间的差异增大(测试2)。陷波边缘之间的载波上的幅
度差异导致该差异-即，其中，存在随着信道响应的频率的幅度变化的高比
率。如此：
·针对高质量信道，NP方法之间的差异小
·位于陷波中心的窄带FM干扰器显示NP方法之间的很小的差异，不
管跨越OFDM载波的幅度波纹是好还是坏
·位于离陷波的中心有偏移的窄带FM干扰器再次示出NP方法之间的
很小的差异。但是，平均MER显著下降，因为现在FM边带影响
更多正好在更高层上的陷波外部的载波(并且，BER急剧增
加)。该干扰器稍微偏离陷波中心的情景是可能的，因为在发送
机处的陷波载波的频率位置必须被量化到分散导频间隔(26或
53KHz)。
因此，总而言之，LIE方法给出最佳的结果，并且因此，将是实现的
选择。
其他实施例
图22中示出了利用根据本技术的陷波处理器的均衡器的又一示例实
施例，其中，也出现在图10和图12中的部分具有相同的标号名称。图22
中所示的均衡器本质上对应于以上图12中所示的均衡器，除了陷波处理
器310位于时间内插器220之后频率内插器222之前以外。因此，频率偏
移可由有限脉冲中心(FIRC)单元400去除。该动作具有如下效果，其通
过减缓信道估计的变化率来减少信道估计误差。这具有使得所估计的误差
更小的效果，因为随着信道估计的变化，计算估计误差的算法可更加容易
地跟上信道估计。作为现在被定位在陷波处理器310之前的时间内插器
220的结果，时间内插器220中需要额外的逻辑，使得陷波中的导频在到
达陷波处理器310之前不被时间内插器处理。
可对此处之前所述的实施例进行各种修改。例如，将理解，上述信道
估计器的特定组件部分被包括，例如，陷波处理单元、时间内插器、频率
内插器、导频提取器和分割单元是逻辑名称。因此，这些组件部分的功能
可不以精确地遵循上述并在图中所示的形式的方式出现。例如，发明的方
面可以以计算机程序产品的形式实现，该计算机程序产品包括可实现在处
理器上的指令，该处理器被存储在数据子载体上，诸如，软盘、光盘、硬
盘、PROM、RAM、闪存或这些或其他存储介质的任意组合，或经由数据
信号在网络上传输，诸如，以太网、无线网络、因特网、或其他这些网络
的任意组合，或实现在硬件中，诸如，ASIC(专用集成电路)或FPGA
(场编程门阵列)或其他适于适配惯常的等同设备中所使用的可配置或订
制的电路。
本发明的实施例还可在其他合适的传输标准中找到应用，诸如，陆地
DVB传输标准。但是，将理解，本发明并不限于DVB应用，并且，可被
扩展到用于发送或接收的其他标准，固定的和移动的均可。