带阻滤波器 本申请是申请日为 2005 年 9 月 30 日、 申请号为 200580043659.4、 发明名称为 “带 阻滤波器” 的专利申请的分案申请。技术领域
本发明总地涉及滤波技术， 特别涉及带阻滤波器。 背景技术 自从二十世纪六十年代中期以来， 表面声波 (SAW) 器件已被开发并逐步商业化。 这些器件通常具有形成于压电晶片上的叉 “指” 形式的电极 ( 所谓的叉指电极 )。当高频信 号被施加于输入电极时， 在压电晶片上将产生行声波形式的机械振动并被输出电极提取。 一般而言， 当表面声波的波长和电极 “指” 的周期相同时， 表面声波的振幅是最大的并且器 件有较低的电阻抗。阻抗很低的频带定义为 “通带” 。在通带之外的其它输入频率上， 器件 表现出具有更高的电阻抗。
因此， 所谓 “SAW 谐振滤波器” 可以制成具有非常精确和窄的 ( 通常具有大于 1000 的 Q 因子 ) 带通特性。 此外， 由于表面声波穿过晶片的速度比电磁波的速度慢 100000 倍， 这 种器件通常压缩并形成于单个晶片 (die) 上。在实践中， 这种器件可被用于梯形结构 ( 多 个并联和多个串联谐振滤波器共同使用 )。这使得可以根据需要调节组合带通特性。
此类器件具有多种用途， 但是却有两个显著缺陷阻碍其在某些应用中使用。 首先， 利用 SAW 谐振器制造的带通滤波器通常具有相对较高的、 通常为最小 1 或 2dB 的插入损耗。 就目前的工艺状况而言， 对于单级带通梯形滤波器， 通带中的插入损耗大约是 1dB 并且阻 带中的抑制大约是 15dB。 损耗通常是粘弹性衰减和 / 或当电能转换成声能并在 SAW 滤波器 腔周围传播时的 SAW 到体声波之间的模式转换而导致的。第二， SAW 滤波器的功率处理能 力有限。在高功率下， 金属电极经受的超声振动最终将使金属晶界迁移。这样， 例如， 在现 有的 1800、 1900 和 2100MHz 移动通信频带下， 这种滤波器很难承受典型手机的 500mW 至 1W 的典型发射功率。此外， 为了达到适度的功率处理能力， 已经开发了先进的系统。
SAW 带阻滤波器潜在地提供了一种改进的方法。在带阻滤波器中， 阻抗的振幅在 阻带中最大。在其他输入频率下， 在通带中， 器件具有低电阻抗。由于 SAW 带阻滤波器在 通带中可被设计以充当叉指变换器 (IDT) 电容性器件， 并且仅在其阻带中呈现出强声波相 应， 因此这些滤波器可能实现非常低的插入损耗并且处理比相应的带通滤波器高得多的功 率。在远离阻带的频率 ( 即， 器件的通带 ) 下， 器件的声波相应非常弱， 由此粘弹性衰减或 者模式转换非常小而且可达插入损耗基本上由很少的匹配元件和 IDT 电容 (SAW 变换器 ) 的 Q 来限制。此外， 声 - 电迁移不再那样显著， 由此器件能够处理更高的功率并且主要仅由 通过 IDT 的电弧来限制。尽管 SAW 陷滤波器和带阻滤波器有很大的潜力， 但是至今对其的 开发工作相对而言非常之少。
C.S Hartman 发表了有关 SAW 陷波器的一 些最早的出版物， 包括 1986 年 3 月 18 日公开的美国专利 4,577,168， 以及 C.S Hartman， J.C Andle 和 M.B.King 于 1987 年
Ultrasonics Symposium 第一卷第 131-138 页发表的 “SAW 陷波器” 。提出了实现 SAW 陷波 器的各种技术， 其中单相单向变换器 (SPUDT) 的通带中的电导被用作阻抗元件以构造陷波 器。一个例子是使用了 SPUDT 变换器的阻抗于射频 (RF) 转换器， 其他例子是以 SPUDT 变换 器阻抗元件替代桥 T 型陷波器中的电容。
1990 年 Gopani 等人提出了这种技术的一个变化 (S.Gopani 和 B.A.Horine 在 1990 年 Ultrasonics Symposium 上的 “SAW 波导耦合谐振陷波器” )， 其中两极波导耦合谐振器被 嵌入到全通网络中以实现陷波器。 Lorenz 等人在 1998 年提出了进一步的改进 (P.A.Lorenz 和 D.F.Thompson 在 1998 年 Ultrasonics Symposium 上的 “宽带宽低开销 SAW 陷波器” )。 这种技术包括将两个单极 SAW 谐振器串联放置并在它们中间放置并联电感以它们的静态 电容外谐振。
利用带阻滤波器的固有优势， 本发明的发明人基于 SAW 梯形滤波器开发了一种 带阻滤波器 (2004 年 3 月 23 日公开的美国专利 6,710,677， 和 S.Beaudin， C.Y.Jian 和 S.Sychaleun 在 2002 年 Ultrasonics Symposium 上的 “无线系统中的新型 SAW 带阻滤波器 及其应用” )。这一在先 SAW 带阻滤波器的设计技术是基于非常著名的带通梯形滤波器的反 转， 所述滤波器是 Y.Sato， O.Ikata， T.Matsuda， T.Nishihara 和 T.Miyashita 在 1992 年的 Proc.Int.Symp. 移动通信 SAW 设备第 179-185 页发表的 “谐振型低损耗滤波器” 。 在带通结构中， 我们试图利用串联谐振器的谐振和并联谐振器的反谐振产生通 带。插入损耗可以通过提供非常低的串联阻抗和非常高的并联阻抗来最小化。发明人在先 的带阻滤波器主要包括利用串联谐振器的反谐振和并联谐振器的谐振来产生带阻滤波器， 其中所述阻带的深度通过增加串联阻抗并最小化并联阻抗来最大化。对于公知的通带器 件， 期望通过最小化串联并联静电容比来优化带外抑制。 对于发明人的在先带阻滤波器， 不 同之处在于发明人希望通过最大化串联并联静电容比来最小化插入损耗。应该知道， 技术 人员可以仅仅通过将梯形滤波器的每个臂中的并联和串联谐振器反转来将通带梯形滤波 器变换成相应的带阻梯形滤波器。
所获得的带阻滤波器能够提供非常低的插入损耗以及能够承受在其通带中相当 高的功率。例如， 一些 800MHz 的原型具有在通带中小于 0.5dB 的插入损耗， 在阻带中给出 ＞ 35dB 的抑制并且在通带中持续几个星期承受 42dBm 的 RF 功率。功率处理能力与相似尺 寸的、 类似的通带 SAW 梯形滤波器相比得到最大程度的改进。
虽然这种滤波器呈现出非常低的损耗和高功率处理能力， 然而其设计方法对期望 复杂的滤波器响应的情况缺乏灵活性。为了产生深的阻带， 需要具有对地的低阻抗来依靠 高串联阻抗。串联和并联谐振器均被使用。并联谐振器用于在其谐振频率上产生对地的低 RF 阻抗， 并且串联谐振器的反谐振用于产生高串联阻抗。此外， 为了最小化通带损耗， 需要 最小化并联谐振器的电容并最大化串联谐振器的电容， 从而给谐振器设计带来限制。这些 滤波器通常用于所有滤波器元件都彼此非常接近的应用中， 然而带阻滤波器可以应用的许 多现代的高频 RF 和微波设备通常使用分布式元件。
发明内容
本发明的实施例使得低成本技术， 例如 SAW 或者 FBAR( 薄膜体声波谐振器 ) 用于 设计可以承受非常高的 RF 功率同时损耗非常低的滤波器。这些滤波器可以实现用于网元的前端， 例如通信系统中的 BTS( 收发基站 ) 的足够低的损耗， 而这一领域通常是仅为非常 昂贵的空腔滤波器或波导滤波器所独占的。
在此公开的分布式滤波器方法使得滤波器设计者能够仅使用串联或仅使用并联 谐振器构造出所期望的响应。谐振器不必局限于单个晶片上。相移元件例如阻抗反演器能 够实现高水平抑制并且能够改进通带响应。
通常所需的相移在 45°至 135°之间， 这依赖于设计人是否需要优化阻带深度或 者通带插入损耗。阻带深度可以通过阻抗反演 (impedance inversion)， 即大约 90°的相 移来进行优化。通带插入损耗可以通过将阻抗相移到其复共轭来实现 ； 复共轭可以发生在 大约 90°相移时， 然而所需的相移在 45°至 135°范围之间可以更多或更少。当一个或一 组谐振器的阻抗， 通常是电容性负载， 被旋转而表现出接近另一个或另一组谐振器的复共 轭的阻抗时， 发生自然匹配， 因此， 在分布式带阻滤波器的所需通带中能够发生自然匹配。
根据本发明的一个方面， 提供一种射频带阻滤波器， 包括 ： 第一声波谐振器和第二 声波谐振器。所述第一和第二声波谐振器的每一个具有并联谐振器或者串联谐振器， 所述 并联谐振器适于在定义一个阻带的各自的谐振频率附近谐振， 所述串联谐振器适于在定义 所述阻带的各自的反谐振频率附近反谐振。 所述滤波器还包括连接所述第一声波谐振器和 所述第二声波谐振器的移相器， 所述移相器适于引入 45°到 135°之间的阻抗相移。 根据本发明的另一个方面， 提供一种信号滤波方法， 包括 ： 使信号通过第一声波谐 振器， 所述第一声波谐振器包括并联谐振器或者串联谐振器， 所述并联谐振器适于在定义 一个阻带的谐振频率附近谐振， 所述串联谐振器适于在定义所述阻带的反谐振频率附近反 谐振 ； 使所述信号通过移相器， 所述移相器适于引入 45°到 135°之间的阻抗相移 ； 以及使 所述信号通过第二声波谐振器， 所述第二声波谐振器具有与所述第一声波谐振器相同的并 联或者串联类型。
本领域技术人员在浏览下面对本发明具体实施例的描述后将更加了解本发明的 实施例的其他方面或者特征。
附图说明 下面将根据附图详细描述本发明的具体实施方式， 其中
图 1 是根据本发明的一个实施例的带阻滤波器的示意图 ；
图 2 示出了图 1 所示类型的滤波器的模拟响应特性 ；
图 3 示出了图 1 所示类型的滤波器和具有相同的谐振器而没有移相器的滤波器的 模拟响应特性 ；
图 4 是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图 ；
图 5 示出了图 4 所示类型的滤波器的模拟响应特性 ；
图 6 示出了图 4 所示类型的滤波器和具有相同的谐振器而没有移相器的滤波器的 模拟响应特性 ；
图 7 是根据本发明的又一实施例的带阻滤波器的示意图 ；
图 8 示出了图 7 所示类型的滤波器的模拟响应特性 ；
图 9 是根据本发明的再一实施例的带阻滤波器的示意图 ；
图 10 示出了图 9 所示类型的、 没有移相器的滤波器的模拟响应特性 ；
图 11 示出了图 9 所示类型的滤波器的模拟响应特性 ； 图 12 是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图 ； 图 13 示出了图 12 所示类型的滤波器的模拟响应特性 ； 图 14 是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图 ； 图 15 是根据本发明的另一实施例的并联多极带阻滤波器的示意图 ； 图 16 示出了图 15 所示类型的并联多极滤波器的模拟响应特性 ； 图 17 是根据本发明的另一实施例的串联多极带阻滤波器的示意图 ； 图 18 是根据本发明的实施例的分组谐振带阻滤波器的示意图 ； 图 19 是 4 个并联谐振器并行连接的电路的示意图 ； 图 20 示出了图 19 所示的电路的模拟响应特性和 Smith 阻抗图 ； 图 21 是带有移相器的图 19 所示的电路的示意图 ； 图 22 示出了图 21 所示的电路的模拟响应特性和 Smith 阻抗图 ； 图 23 是包括通过移相器连接的两个图 19 所示的电路的带阻滤波器的示意图 ； 图 24 示出了图 23 所示类型的滤波器的模拟响应特性和 Smith 阻抗图 ； 图 25 是本发明的实施例的带阻滤波器所应用的无线通信系统的网元的方框图 ；图 26 是用于根据本发明的实施例的带阻滤波器的功率放大器或 LAN( 低噪声放大 器 ) 电路的方框图 ；
图 27 是用于根据本发明的实施例的带阻滤波器的功率放大器或 LAN 电路的方框 图； 以及
图 28a 至 28d 示出了接近 1/4 波长的集总元件。 具体实施方式
高频 RF 和微波设计经常使用分布式元件。随着性能的改进， 通过利用相邻谐振器 之间的阻抗反演器， 带阻滤波器的设计可以变得更加多样。阻抗反演器最简单的形式之一 是在所需的工作频率上有大约 90°相移的传输线。 在四分之一波长传输线非常大或者空间 有限时， 阻抗反演器可以利用低频下的集总元件设计为分立器件。阻抗反演器的使用使得 带阻滤波器可以仅使用并联谐振器或仅使用串联谐振器来构造。此外， 这些带阻滤波器可 被设计为利用已在诸如正交耦合器、 Wilkinson 合路器或 Balun 等器件中存在的四分之一 传输线， 以及所有已在某些 PA( 功率放大器 ) 和 LNA( 低噪声放大器 ) 板上存在的器件作为 阻抗反演器。 移相器有效地充当了阻抗反演器， 它可以提高阻带深度并且改进通带匹配， 从 而获得改进的整体性能。分立的阻抗匹配器件在某些实施例中也是被排除的。
图 1 是根据本发明的一个实施例的带阻滤波器的示意图。图 1 的带阻滤波器包括 经由输入端口 In1 和输出端口 Out1 之间的移相器 PS1 连接的并联谐振器 Res1 和 Res2。所 述并联谐振器 Res1 和 Res2 也并行连接到地 Gnd。所述并联谐振器 Res1 和 Res2 可以是例 如， SAW 谐振器、 FBAR 或者 BAW 谐振器。例如， 具有阻带代表波长的约 1/4 波长长度的传输 线或 Shiffman 耦合器， 可以用作移相器 PS1， 充当阻抗反演器。
在工作中， 并联谐振器 Res1 和 Res2 在其各自的谐振频率产生对地 Gnd 的短路。 与 并联谐振器 Res1 和 Res2 相关联的反谐振产生一个对地 Gnd 的高阻抗并且该反谐振频率不 大于并联谐振器 Res1 和 Res2 各自的反谐振频率。移相器 PS1 旋转并联谐振器 Res2 的阻抗以使从并联谐振器 Res1 来看， 并联谐振器 Res2 的对地谐振 ( 短路 ) 表现出高串联阻抗。 并联谐振器 Res1 的对地短路因而解决高串联阻抗， 从而给出一个深的阻带。
在这种情况下， 阻带深度显著增加。同时， 由于在通带中并联谐振器 Res2 的电容 性阻抗关于 Smith 图旋转 ( 参见图 19-24) 并且现在对并联谐振器 Res1 呈现出电感性阻抗， 因此通带响应中存在一个相应的改进。通带响应可以通过调节相移量来进行优化， 以旋转 并联谐振器 Res2 的谐振来提供接近并联谐振器 Res1 的阻抗的复共轭阻抗， 从而获得一个 平的、 低损耗通带。适当的相移量可以是从 45°至 135°。提供复共轭匹配所需的实际相 移量随不同的设计而变化， 但是大约为 90° ±45°。当达到复共轭阻抗匹配时， 通带响应 得到优化， 但是这可能会略微牺牲阻带深度。
梯形带阻滤波器利用串联谐振器的反谐振产生高串联阻抗。在图 1 的滤波器中， 并联谐振器 Res2 和移相器 PS1 的结合有效地产生一个高串联阻抗。
图 2 示出了根据本发明图 1 所示实施例的滤波器的模拟响应特性。抑制表示为频 率的函数。应该知道图 2 所示的特定响应特性仅用于说明目的。根据本发明的其他实施例 的滤波器可以表现出不同的响应特性。
图 3 示出了根据本发明图 1 所示实施例的滤波器以及具有相同的并联谐振器 Res1 和 Res2 而没有移相器的滤波器的模拟响应特性。具有较陡的通带到阻带变换和较低阻带 的轨迹 10 对应于图 1 所示类型的滤波器。轨迹 11 对应于不带有移相器的滤波器。这样， 显然移相器 PS1 改进了抑制以及通带匹配。
图 4 是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图。图 4 的带阻滤波器包 括经由输入端口 In4 和输出端口 Out4 之间的移相器 PS4 连接的串联谐振器 Res4 和 Res5。 这样， 串联谐振器 Res4 和 Res5 可以是 SAW 或者 FBAR 装置并且移相器 PS4 可以是例如传输 线、 分立阻抗反演器或者耦合器。
在图 4 的滤波器中利用串联谐振器 Res4 和 Res5 中每一个的、 在其各自的反谐振 频率附近的高阻抗反谐振产生阻带或点陷。移相器 PS4 相对于串联谐振器 Res4 和 Res5 中 的一个旋转另一个的阻抗， 以使每个谐振器的反谐振依靠低阻抗， 从而提供改进的抑制。 移 相器 PS4 的阻抗旋转还确保了通带中好的匹配。
图 5 示出了图 4 所示类型的滤波器的模拟响应特性。当然， 滤波器可以设计为呈 现所期望的、 不同于图 5 和下面描述的后续滤波器响应图所示的响应特性的响应特性。
图 6 示出了图 4 所示类型的滤波器和具有相同的串联谐振器 Res4 和 Res5 而没有 移相器 PS4 的滤波器的模拟响应特性。具有较低阻带和较陡的通带到阻带变换的轨迹 12 对应于图 4 所示类型的滤波器。轨迹 13 对应于不带有移相器 PS4 的滤波器。通过比较图 6 中的两条轨迹 12 和 13， 图 4 的滤波器中的移相器 PS4 的作用变得更加清楚。阻带深度和 通带损耗和平滑度将会显著改进。
图 7 是根据本发明的又一实施例的带阻滤波器的示意图。图 7 示出的串并联带阻 滤波器包括串联谐振器 Res7 和并联谐振器 Res8 作为第一对谐振器， 并且包括串联谐振器 Res9 和并联谐振器 Res10 作为第二对谐振器。串联谐振器 Res7 连接到输入 In7， 串联谐振 器 Res9 连接到输出 Out7。并联谐振器 Res8 和 Res10 都连接到地 Gnd。电感 ID1 连接到第 一对谐振器并且连接到输入 In7 和地 Gnd 之间。 类似地， 电感 ID2 连接到第二对谐振器并且 连接到输出 Out7 和地 Gnd 之间。在这一特定设计中， 电感藉由关闭在滤波器通带中的部分谐振元件电容来改进通带响应。第一对谐振器和第二对谐振器通过移相器 PS7 串联连接。 电感和移相器的组合能够同时提供阻带的阻抗反演和通带的复共轭匹配。
图 7 所示滤波器的操作将通过对上述图 1 和 4 的并联和串联滤波器的描述变得更 加清楚。特别地， 移相器 PS7 旋转并联谐振器 Res10 的阻抗， 以使从并联谐振器 Res8 来看， 并联谐振器 Res10 的对地 Gnd 谐振表现出高串联阻抗。并联谐振器 Res8 的对地短路依靠 高串联阻抗。所述移相器 PS7 还旋转串联谐振器 Res9 的阻抗， 以使串联谐振器 Res7 的反 谐振依靠对地 Gnd 的低阻抗。最终结果是逆转在谐振器 Res9 和 Res10 的电路中的有效位 置。
图 8 的模拟响应特性示出了利用图 7 的滤波器中的移相器 PS7 提供的好的通带匹 配。有效的通带复共轭阻抗匹配确保低损耗并利用不爱出问题的分立器件达到匹配。
图 9 是根据本发明的再一实施例的带阻滤波器的示意图。图 9 的滤波器是围绕分 路器 / 合路器， 说明性地为 Wilkinson 分路器 / 合路器设计的并联带阻滤波器。Wilkinson 分路器 / 合路器电路具有分别在支路 B1、 B2 和 B3 中的、 具有相同标称值 ( 例如 50 欧姆 ) 的输入 / 输出阻抗 R1、 R2 和 R3。这些电阻不是电路的一部分但是却表示各个端口的电源 和负载阻抗。跨接支路 B2 和 B3 的匹配电阻 R4 具有输出负载阻抗两倍的标称值， 本例中为 100 欧姆。输入 / 输出阻抗 R1 通过传输线 TL5 连接到交叉点 J1( 注意 TL5 不必在电路中 )。 传输线 TL5 具有 50 欧姆标称阻抗。交叉点 J1 通过在支路 B2 和 B3 中的四分之一波传输线 TL2 和 TL3 连接到输入 / 输出阻抗 R2 和 R3。所述四分之一波传输线 TL2 和 TL3 具有相同 的标称阻抗， 在本例中是 70.7 欧姆， 并且在期望的阻带频率上提供 90°的标称相移。 四分之一波传输线 TL2 和 TL3 由于其相移特性， 可以用作带阻滤波器的基础。特 别地， 并联谐振器 Res12 和 Res11 已被添加到支路 B2 和 B3。并联谐振器 Res13 已被添加 到支路 B1。并联谐振器 Res13 位于与谐振器 Res12 和 Res11 的四分之一波传输线 TL2 和 TL3 相对的一侧。这样， 谐振器 Res13、 四分之一波传输线 TL2 和谐振器 Res12 充当在支路 B2 中的带阻滤波器 ； 并且谐振器 Res13、 四分之一波传输线 TL3 和谐振器 Res11 充当在支路 B3 中的带阻滤波器。每个带阻滤波器的操作如图 1 所述。
在许多例子中， 正如图 9 的例子一样， 在通信设备中示出了 Wilkinson 分路器形式 的四分之一波移相器。图 9 示出了如何通过将谐振器置于四分之一波传输线的两端来将分 布式带阻滤波器设计到 Wilkinson 分路器中。例如， 在通信设备中的 PCB( 印刷电路板 ) 上 提供的、 利用四分之一波线路的带阻滤波器减少了空间需求和与应用滤波器有关的损耗。
通过图 10 和图 11 的比较， 图 9 的移相器的阻抗反演效果变得更加清楚了。图 10 分别示出了 Res13 和 Res12 或 Res11 的模拟响应特性。图 11 示出了图 9 所示电路的模拟 滤波器响应。图 11 中的 3dB 损耗是由功率分配所致。实际的散逸损耗在 0.1dB 数量级上。
图 12 是根据本发明另一实施例的带阻滤波器的示意图。图 12 的滤波器基于分路 器， 如图 9 滤波器一样， 但是图 12 的滤波器是串行带阻滤波器。图 12 的输入 / 输出传输线 TL6、 TL9 和 TL10 标称为 50 欧姆阻抗。匹配电阻 R5 跨接输入 / 输出传输线 TL9 和 TL10。 两根标称阻抗为 70.7 欧姆的四分之一波传输线 TL8 和 TL7 连接到交叉点 J2。通过由移相 器， 说明性地为四分之一波传输线 TL8 和 TL7 将串联谐振器 Res15、 Res16 和 Res14 连接在 一起， 三个串联谐振器 Res15、 Res16 和 Res14 被嵌入到分路器中。使得串联带阻滤波器如 图 2 所示那样工作。图 13 是图 12 所示类型的滤波器的模拟响应特性。
带阻滤波器也可被设置在正交耦合器周围， 类似于上面描述的 Wilkinson 分路 器。基本上， 串联或并联谐振器对将跨接在正交耦合器两侧， 该正交耦合器给出 90°的相 移， 以产生阻带。
图 14 示出了嵌入 Wilkinson 分路器中的串联带阻滤波器的又一例子。如上所述， 输入 / 输出电源和负载阻抗 R6、 R7 和 R8 具有相同的标称值。跨接分路器支路的匹配电阻 R9 具有输入 / 输入电源和负载阻抗 R6、 R7 和 R8 两倍的标称阻抗值。传输线 TL12 将输入连 接到交叉点 J3。电感 L1、 L2 和 L3 被设置于输入和输出端口以提高通带响应。在本例中， 设置并行的串联谐振器 Res20 至 Res28、 Res30 至 Res38、 以及 Res40 至 Res48。并行的串联 谐振器的连接， 如图所示， 增加了滤波器的功率处理能力。四分之一波传输线 TL14 和 TL16 将并行串联谐振器组 Res20 至 Res28、 Res30 至 Res38 和 Res40 至 Res48 分离开来。四分之 一波传输线 TL14 和 TL16 提供阻带上的四分之一波相移以进行图 4 所述的滤波器操作。
图 15 是根据本发明另一实施例的多极滤波器的示意图。M 个谐振器， 在图 15 中 为示意性的 9 个并联谐振器 Res51 至 Res59 通过 M-1 个移相器， 在图 15 中示意性的为 8 个 移相器 PS51 至 PS58 来连接。并联谐振器 Res51 至 Res59 并联接地 Gnd 并且跨接输入端口 In50 和输出端口 Out50。图 15 显示滤波器可以被级联并设计以适用于特定的需求。多极 滤波器以与图 1 所示的并联滤波器基本上相同的方式工作。 如图 15 所示， 利用多个移相器 PS51 至 PS58 可以构建非常复杂的滤波器。通过将 谐振器 Res51 至 Res59 的每一个调谐到略微不同的谐振频率上以增加抑制带宽， 此类滤波 器结构也可以提供带宽相对较宽的抑制。如果需要提高特定频率范围上的抑制性能， 可以 将更多的谐振器集中到该特定的频率范围。
图 16 是图 15 所示类型的并联多极滤波器的模拟响应特性。图 16 所示的特性是 通过用复制 869 和 874MHz 谐振器模拟图 15 所示的滤波器以在低端增强阻带而生成的。出 于模拟目的， 谐振器 Res51 至 Res57 被分别设置以 869MHz、 874MHz、 877MHz、 881MHz、 886MHz、 890MHz 和 895MHz 谐振， 并且谐振器 Res58 至 Res59 分别是谐振器 Res51 和 Res52 的相应副 本。这将获得图 16 所示的、 以及下表 1 所示的阻带低端提高的抑制性能。
表1
当然， 其他阻带频率和响应也可以通过具有不同谐振频率的谐振器来产生。
图 17 是多极带阻滤波器的串联谐振器例子的示意图。图 17 的滤波器基本上类似 于图 15 所示的滤波器， 区别在于它还包括端接电阻 R10 和 R11， 和通过四分之一波传输线 TL61 至 TL68 连接的串联谐振器 Res61 至 Res69 而非并联谐振器。图 17 的滤波器以与图 4 所示的滤波器基本类似的方式工作， 区别在于它允许像图 15 所述的那样调谐多个谐振器 Res61 至 Res69。
上面描述的本发明的示意性实施例， 除了图 14 所示的滤波器， 都包括通过移相器 连接的单个谐振器。然而， 也可以通过基本类似的方式连接谐振器组。
图 18 是一个分组谐振滤波器例子的示意图。 在图 18 中， 第一组并联谐振器 Res71 至 Res75 并行连接从而分为一组， 类似地， 第二组并联谐振器 Res76 至 Res79 也通过并行连 接被分为一组。如图 1 所述的， 在输入端口 In70 和输出端口 Out70 之间的第一组并联谐振 器 Res71 至 Res75 和第二组并联谐振器 Res76 至 Res79 通过移相器 70 相连接。更广义而 言， N 个谐振器可被分为一组并通过移相器与一个 M 个谐振器的组相连接， 其中 N 和 M 可以 相等也可以不等。 虽然并行连接， 当在集成电路上实现所述滤波器时， 分组的谐振器不必须 在同一晶片上。
在一个分组谐振器滤波器中， 每个谐振器在其各自的谐振频率产生对地的低阻 抗。在此， 反谐振是对地的高阻抗并且作用很小。在不同于谐振和反谐振频率的频率上， 滤 波器作为对地电容。额外的对地电容对各个谐振器的谐振频率影响很小。
分组谐振器滤波器在并联例中工作得非常好。 串联谐振器的并行连接通常仅提供 一个产生高阻抗的反谐振频率。
谐振器之间的移相器的作用将通过参考图 19 至 24 来进行进一步阐述。图 19 是 4 个并联谐振器 Res81 至 Res84 不通过移相器并行连接的电路的示意图。其中还包括输入 / 输出电阻 R15 和 R16 以及电感 L4 和 L5。如图 20 所示， 由并行连接的并联谐振器 Res81 至 Res84 给出的多个对地谐振在 Smith 图中可被看作低阻反谐振。 在 Smith 图中， 圆圈对应于恒定实际阻抗。右边的小圈为 100Ohms， 中间的圆圈为 50Ohms， 更大的圆圈为 25Ohms。Smith 图的边缘为 0Ohms。水平线代表想象的电感或电容阻 抗。中心为 0。在中心线上， 越往上电感阻抗越高。电容阻抗在中心线以下， 越往下电容越 大。从右侧伸出的平行弧线对应于恒定电容或电感阻抗。
图 20 示出了 Smith 图与模拟响应特性的对应关系。在由标记 m8 和 m9 之间的范 围确定的通带中， 抑制非常低。在标记 m8 处， 频率为 849Mhz 并且抑制为 0.476dB。类似的， 在标记 m9 处， 频率为 824Mhz 并且抑制为 0.215dB。在谐振器 Res81 至 Res84 的谐振频率 上， 抑制更大了。在 S21 响应中， 谐振为 0。
图 21 是在谐振器前置有移相器 TL80 的图 19 所示的电路的示意图。图 22 示出了 图 21 所示谐振电路的模拟响应特性和 Smith 图。
通过四个并行连接的并联谐振器和如图 21 所示那样设置的移相器， 谐振电路呈 现出与图 19 的电路基本相同的振幅响应 ( 与图 20 和 22 所示的模拟响应特性相比 )。然 而， 从移相器 TL80 的角度来看， 图 22 的 Smith 图清楚地示出了 4 个并联谐振器 Res81 至 Res84 已从地阻抗端 ( 图 20 的 Smith 图 ) 旋转到 Smith 图的高阻抗端。图 22 中定义通带 的标记 m8 和 m9 已被旋转。在图 20 的 Smith 图中， 标记代表大约 50ohms 的电容负载。在 图 22 中， 对应于标记的阻抗为感性的并且接近图 20 的电容负载的复共轭。
图 23 是包括通过四分之一波传输线 TL80 形式的移相器连接的两个图 19 所示的 谐振电路的带阻滤波器的示意图， 第一个谐振电路包括并联谐振器 Res81a 至 Res84a 并且 包括电感 L4a 和 L5a， 第二个谐振电路包括并联谐振器 Res81b 至 Res84b 并且包括电感 L4b 和 L5b。图 24 示出了图 23 所示类型的滤波器的模拟响应特性和 Smith 图。如图 24 所示， 相对于图 19 和 21 的谐振电路的阻带， 图 23 的滤波器的阻带从大约 -9dB 提高到大约 -23dB。
图 23 的滤波器的改进的通带响应也可以通过比较图 20、 22 和 24 的响应特性而获得。图 23 的滤波器在通带低端呈现出接近理想的匹配。
在图 19 至 24 中， 移相器被调节以旋转阻带 ( 并联谐振器的谐振 ) 从而给出阻抗 反演。这样， 谐振器组 Res81b-Res84b 的通带 ( 由标记 m8 和 m9 标识 ) 被旋转而成为感性 的并且由此调谐出另一谐振器组 Res81a-84a 的电容性通带阻抗。在标记 m9 处， 旋转几乎 给出了复共轭， 然而标记 m8 处的响应却稍微过旋转了。如果相移量减少， 标记 m8 处的通带 响应将得到改进， 但是由于图 22 中的 Smith 图上的谐振所示出的阻带将在 Smith 图上被不 充分地旋转， 因此对阻带深度将产生轻微影响。
在上面的描述中， 术语 “移相器” 用于统称引入 45°到 135°之间的相移或旋转的 元件 ； 在 90°旋转下， 移相器用作阻抗反演器。这种移相器的例子包括四分之一波传输线 和各种类型的耦合器和分路器 / 合路器。利用集总元件也可以构造分立的移相器。在更低 频率下以及分布式移相器将会很大的其它工作条件下， 例如， 建议构造分立的阻抗变换器。 事实上， 任何这种移相器的例子都可以与声波谐振器相结合来给出， 从而提供根据本发明 的实施例的带阻滤波器。
分立的阻抗变换器的典型例子通过包含电感 L、 电容 C 和地 G 的图 28a 至 28d 来示 出。图中示出了四种产生阻抗变换的、 非常著名的拓朴结构。对于每种结构电容和电感值 接近下式 ：
公式 1 公式 2为优化通带或阻带， 电容和电感之可以略微变化。 在某些例子中， 将 SAW 或 FBAR 静 电电容值包含到公式 2 所定义的所需电容值中是有益的。根据实际应用和目标规范， 上述 带阻滤波器可被设计在各种晶片上。例如， 本领域的普通技术人员应该知道术语 “SAW” 可 以扩展到传统瑞利波， 也可以包括漏 SAW、 掠面体波和表面横波。
通常， 波的类型取决于晶片的选择。支持传统瑞利波模式的晶片例子可以是 ST 石 英、 YZ 铌酸锂、 128 度切 X 轴铌酸锂、 X 切 112.2Y 向钽酸锂。支持漏表面声波的晶片例子可 以是 LST 石英、 64 度 YX 铌酸锂和 36 至 42 度 YX 钽酸锂。支持掠面体波的晶片例子可以是 旋转的 Y 切 ST 石英、 35.5 度 (AT) 旋转的 Y 切石英和 36 度旋转的 YX 钽酸锂。
此外， 声波谐振器可被设计在多层晶片上， 包括但不限于， 具有例如由 Sumitomo 开采的 Si/ 金刚石 /ZnO/Al/SiO2 构成的 SiO2 层或者金刚石晶片的钽酸锂。
现在， 来看图 25 所示和所述的滤波器类型的例子， 图 25 是本发明的实施例的带阻 滤波器所应用的无线通信系统的网元的方框图。图 25 的网元是用于蜂窝式移动无线网络 的基站。
天线 20 用于在不同的频率上向移动通信终端发射信号并从其接收信号， 所述移 动通信终端示意性地可以是手机。双工器 22 用于在发射带中从功率放大器 24 向天线 20 馈送信号， 并且在接收带中从天线 20 向 LNA26 馈送信号。
声波谐振器带阻滤波器 28 连接到功率放大器 24 的放大级 30 和 32， 并用于抑制接 收带中的频率。这将在双工器 22 的输入 34 处减少接收带中的能量。调谐另一声波谐振器带阻滤波器 36 以在 LNA26 的输入级处抑制发射带。
通过将滤波器 28 和 36 纳入网元中， 由于在发射带中 LNA 对能量的敏感度被滤波 器 36 降低了， 因此双工器 22 的操作余量 (margin) 可被减少。功率放大器 24 将接收带中 的能量引入双工器 22 的可能性也将被滤波器 28 减少。这样， 双工器 22 开销可被减少， 从 而在网元的整体开销上节省大量的开销。
通过图 25 可以看到两个放大级 30、 32 和单个级间滤波器 28， 然而放大级的数目和 级间滤波器的数目可以不同于所示的数目。类似地， 带阻滤波器 36 和单个 LNA26 的代表仅 用于表示根据本发明的实施例的滤波器的一个使用例子。
本领域的普通技术人员应该知道诸如移动电话手机等的通信终端可能包含操作 上类似图 25 的双工器 22 的双工器。双工器的目的在于允许使用同一天线在不同的频带 中同时进行发射和接收， 同时确保相对高功率的发射信号不淹没在由 LNA 放大的接收信号 中。 这样， 可以在诸如基站的网元中或者诸如手机的通信终端中， 或者同时在二者当中使用 在此公开的带阻滤波器。
如上所述， LNA 和 PA 电路通常采用正交耦合器或者 Wilkinson 合路器来连接多个 晶体管。这种实现方式有许多好处， 例如正交耦合器可提供改进的回波损耗， 可达功率的 3dB 的改进或线性化。
图 26 示出了在其输入和输出端采用正交耦合器的 LNA 或 PA 电路。LNA 或 PA 通 常利用正交耦合器来实现以确保好的输入和输出匹配， 以及提高的灵敏度和线性化。包括 匹配网络和电压源 VDD 的基本电路的操作是本领域的技术人员所了解的。在这一特定的实 现方式中， 通过将谐振器对 Res94 和 Res96、 Res95 和 Res97、 Res90 和 Res92、 以及 Res91 和 Res93 置于四分之一波传输线 TL90 和 TL91 的两边， 带阻滤波器被设计在正交耦合器周围。
图 27 示出了利用 Wilkinson 合路器来并行连接两个增益级的 LNA 或 PA 电路。 通过 将谐振器对 Res100 和 Res102、 Res104 和 Res102、 Res106 和 Res110、 以及 Res108 和 Res110 置于四分之一波传输线 TL100、 TL101、 TL102 和 TL103 的两边， 带阻滤波器被设计在位于增 益块的输入和输出端的 Wilkinson 合路器周围。利用已经存在于 LNA 或 PA 电路中的阻抗 反演器能够最小化 RF 损耗并减少空间需求。
虽然图 26 和 27 示出了在输入和输出端的、 根据本发明的带阻滤波器， 但是应该知 道带阻滤波器可以仅在输入端或者仅在输出端给出。
应该注意， 带阻滤波器可以用于抑制其它干扰源影响例如飞机频段。
根据本发明的实施例的各种滤波器已经在上面进行了描述， 并且也提供了额外 的、 非常有用的滤波器设计的适应性。在一个例子中， 当设计干扰减轻滤波器时， 可能需要 几个伏特的 DC 功率信号通过滤波器传播。在基站环境中， DC 信号通常从 BTS 的天线端口， 沿天线馈线向上馈送到在桅顶的模块。当塔顶放大器被使用或者可编程时， 这种方案的例 子可以是倾斜天线。在这种情况下， 由于施加到输入端口的任何 DC 信号都具有到输出端口 的直接 DC 路径， 因此设计仅仅使用并联谐振器的滤波器将会非常容易。
在其它例子中， 可能并联或者串连谐振器设置成所期望的传输功能或者功率处理 特性， 而不是对两者均进行设置。在这种情况下仅仅使用串连或者并联谐振器合成所期望 的滤波器是非常有利的。 在高功率应用下， 不希望使用串连谐振器， 因为谐振器需要通过入 射到其上的全部 RF 功率。另一方面， 并联谐振器仅仅需要通过 RF 轨迹和地之间的电位差而不需要通过 RF 电流。
在阻带的高端需要提升 RF 功率的情况下， 需要阻带的高端的声波谐振很小或者 根本没有。在这种情况下， 仅使用串连谐振器是十分有利的。串连谐振器将在阻带中维持 其反谐振状态。 在阻带之上， 谐振器看上去像一个电容， 并且能够承受比在本频率范围上表 现出更强的声波响应的设备高得多的功率。不需要并联谐振器， 因为在阻带中并联谐振器 将保持其谐振频率， 因此在阻带之上并联谐振器将保持其反谐振频率。由于并联装置将在 通带上呈现出大的声波谐振 ( 即， 由于并联装置保持其反谐振频率 )， 因此并联装置难以承 受大的 RF 功率。
相反， 在通带的低端需要提升 RF 功率的情况下， 仅使用并连谐振器是十分有利 的。并连谐振器在其谐振频率上形成阻带。在其谐振频率之下， 装置看上去像一个具有很 小或没有声波响应的电容。这些谐振器的反谐振频率将高于实际的谐振频率， 远离在低于 阻带的一个频率上的提升的 RF 功率。由于该装置充当低于阻带的电容， 所述阻带由并联谐 振器的谐振形成， 因此该装置的通带主要由具有用于匹配相继的所述装置的阻抗反演器的 变换器的叉指电容形成。由于通带中没有声波谐振， 滤波器在其通带内可以承受比其他通 带滤波器所能承受的大得多 RF 功率。由于在通带中缺乏声波谐振， 本装置的故障机制是通 过电弧实现而不是声电迁移。 以上的描述仅仅是本发明基本原理的应用的示意性说明。 本领域的普通技术人员 在不背离本发明的范围的情况下可以实现其他的方案和方法。
例如， 本发明不限于任何在图中和 / 或说明书中描述的特定成分值和响应特性。 这些值和特性仅仅出于解释说明目的而给出。