《无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法.pdf（16页完整版）》请在专利查询网上搜索。
1、(10)申请公布号 CN 102437805 A (43)申请公布日 2012.05.02 C N 1 0 2 4 3 7 8 0 5 A *CN102437805A* (21)申请号 201110334053.3 (22)申请日 2011.10.28 201110273544.1 2011.09.15 CN H02P 6/18(2006.01) H02P 6/10(2006.01) (71)申请人威海克莱特机电有限公司 地址 264209 山东省威海市威海高新技术产 业开发区科技新城兴山路111号 (72)发明人孟凡民 徐殿国 杨明 曹何金生 王公旺 (74)专利代理机构威海科星专利事务所 。
2、37202 代理人于涛 (54) 发明名称 无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计 算方法 (57) 摘要 本发明涉及无刷直流电机技术领域，具体地 说是一种无位置传感器无刷直流电机重载相位 补偿计算方法，其特征在于采用反电动势检测方 法，通过反电动势检测电路检测三相端电压，经滤 波电路进行深度滤波后再与模拟中性点比较，经 DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反 电动势信号和电流续流干扰信号，对两种信号进 行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转 子位置信号的相位超前角度，加以补偿，本发明只 需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的 相位角度，因为相角超前换相有利于减小无刷直 流电机的。
3、转矩脉动，所以可以根据电流大小和转 速适当的进行相角补偿，从而使电机达到最佳运 行状态。 (66)本国优先权数据 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 4 页 说明书 9 页 附图 2 页 CN 102437813 A 1/4页 2 1.一种无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法，其特征在于采用反电动势 检测方法，通过反电动势检测电路检测三相端电压，经滤波电路进行深度滤波后再与模拟 中性点比较，经DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反电动势信号和电流续流干 扰信号，对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置。
4、信号的相位 超前角度，加以补偿，具体步骤如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏移现 象，下面对重载下的端电压进行分析： 因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做 如下简化： 1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM 斩波电压可以用其电压平均值近似； 2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似； 3）相反电动势为120平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波； 在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图4所示的模 型， 其中， 为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，为电流续。
5、流引起的电压 畸变，端电压等于与之和，即= + (电压参考点为母线负极)； 图4中端电压可以分成6个状态，分别为： 1）和时刻：该相下桥臂导通，端电压与相等，为母线负极电压，标记为0， 也为0，此时不影响位置信号的检测； 2）时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压 ，随相反电动势的增大而线性上升；为与之差，即； 3）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。 2.中性点电压为直流偏置，反电动势线性上升，端电压与线性上升；为0， 不起作用； 4）时间段：该相上桥臂调制，占空比与母线电压的乘积与的关系为 ，端电压等于，有；为0，不影响位置信 号的检测；。
6、 5）时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位 为母线地电压0，随反电动势的减小而线性下降，为与之差，即 权 利 要 求 书CN 102437805 A CN 102437813 A 2/4页 3 ； 6）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直 流偏置，反电动势线性下降，端电压与线性下降，为0，不影响位置信号的检 测； 通过对端电压的分解，在轻载和重载时一样，而则有很大的差别，轻载时，电 流小，和很短，的作用时间很短，其伏秒积很小，有( = , )，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大， 和持续较长的时间，伏秒积。
7、不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位 超前角度过大，图5为端电压和其分解的电压和经过低通滤波器后的生成的 信号，续流干扰信号超前反电动势信号，使得它们叠加合成的端电压信号超前于反电动势 信号，续流干扰信号的幅值越大，端电压信号的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的 过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的 增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来 影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败； 通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势 检测信。
8、号相位关系其实就是与+的相位关系，由于与周期一样， 经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于和 的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法： 阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为 (1) 其中，、和如附图1所示，经过低通滤波器的电压 与模拟中性点电压比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则 为的平均值，因此，只考虑的交流分量，有 权 利 要 求 书CN 102437805 A CN 102437813 A 3/4页 4 (2) 附图1所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得，得到 (3) 将作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3。
9、)得到经过低通滤波器后输出电 压的交流振幅有 (4) 其中，为续流角度，是电流续流时间折算的电角度，为电机反电动势的频 率，为修正比例因子，这里取=1， 同理经过低通滤波器后输出电压的交流振幅有 (5) 与的相位基本上与和的基波相位一致，与有关， 其关系式可表示为 (6) 而且满足，的求解是非线性的，计算复杂，但由于波动 范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算 根据式(4)和式(5)，如图6所示， 与的相角满足 (7) 当取20时，可求得 权 利 要 求 书CN 102437805 A CN 102437813 A 4/4页 5 (8) 式中：为补偿角度， 为反电动势信号经过低通。
10、滤波器后的交流振幅， 为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅， 利用微处理器计算出上述公式推得的相位超前的角度。 权 利 要 求 书CN 102437805 A CN 102437813 A 1/9页 6 无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法 技术领域 0001 本发明涉及无刷直流电机技术领域，具体地说是一种无位置传感器无刷直流电机 重载相位补偿计算方法。 背景技术 0002 无刷直流电动机（Brushless DC Motor，以下简称BLDC）凭借其高可靠性、高效率、 调速方便、寿命长等特点在国际上已得到较为充分的发展，在一些较为发达的国家，无刷直 流电动机将在未来几年内成为主导。
11、电动机，并逐步取代其他类型的电动机。 0003 BLDC驱动控制方式分为有位置传感器式和无位置传感器式两种。位置传感器的存 在会给无刷电机的应用带来很多的缺陷与不便，首先，位置传感器会增加电机的体积和成 本；其次，连线众多的位置传感器会降低电机运行的可靠性，再次，在某些恶劣工作环境中， 如在密封的空调压缩机中，由于制冷剂的强腐蚀性，常规的位置传感器根本就无法使用。此 外，位置传感器的安装精度还会影响电机的运行性能，增加生产的工艺难度，特别是当电机 尺寸小到一定程度时，使用位置传感器的弊病日渐明显。 0004 经检索，2006年10月24日，北京航空航天大学申请了一种申请号为： 20061011。
12、39873，专利名称为：一种高速永磁无刷直流电机锁相稳速控制系统的发明专利， 其是由锁相环速度控制器、数字低通滤波器、功率放大器、永磁无刷直流电动机、霍尔效应 转子位置传感器组成，该发明通过低精度的霍尔效应转子位置传感器获得转速反馈，实现 了磁悬浮控制力矩陀螺用高速永磁无刷直流电机的高精度稳速控制，这种霍尔效应转子位 置传感器在实际应用中存在一定程度的磁不敏感区，还存在锁相速度缓慢，鉴频鉴相范围 低，计数器的模数范围变化窄，电机转速必须在锁相范围内才可锁相等不足。 0005 而使用无位置传感器驱动方式则省去了位置检测装置，降低了成本，缩小了驱动 器的体积，更容易实现与驱动器与电机的一体化。考虑。
13、到风机的体积、工作环境和生产成本 问题，无位置传感器控制无刷直流电机的方式是更好的选择。在无位置传感器方波控制中， 最常用的是采用两两导通方式控制，但是这种控制方式存在电流过大会造成续流过长，进 而造成换向失败的问题。 0006 2010年6月，黑龙江水专学报第37卷第2期刊登了一篇名为“基于无位置传感 器BLDCM控制系统的研究”一文，文中阐述通过检测反电势电压信号并经过鉴相处理后代替 霍尔信号，同时对换相时刻进行软件补偿，实现BLDCM的近似准确换向。其不足是：通过检 测三相端电压，进行深度滤波后再与模拟中性点比较，生成转子位置信号，但在重载时由于 电流很大，续流时间比较长，会影响“理想”。
14、的三相端电压波形，造成波形畸变，影响了检测 到的位置信号的准确性，不能确保换向的正确进行，并且相角延时换相不利于减小无刷直 流电机的转矩脉动。 0007 因此，这也是无位置传感器控制方式在大功率领域应用的主要技术难点。 发明内容 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 2/9页 7 0008 本发明的目的是对反电动势法无刷直流电机无位置传感器控制技术的补充完善， 使反电动势检测技术能在重载大电流续流的情况下依然保持良好的性能，扩宽反电动势检 测技术的应用范围，提供一种通过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电 流续流影响的偏移角度，然后对该偏移角度进行。
15、补偿，从而使换相时刻接近最佳换相时刻， 确保换向的正确进行的无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法。 0009 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是： 一种无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法，其特征在于采用反电动势检 测方法，通过反电动势检测电路（如图1）检测三相端电压，经滤波电路进行深度滤波后再与 模拟中性点比较，经DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反电动势信号和电流续 流干扰信号，对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的 相位超前角度，加以补偿，具体步骤如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏 移现象，下面对重载下的端电压进行分析。
16、： 因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做 如下简化： 1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM 斩波电压可以用其电压平均值近似； 2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似； 3）相反电动势为120平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波； 在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图4所示的模 型， 其中， 为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，为电流续流引起的电压 畸变，端电压等于与之和，即= + (电压参考点为母线负极)； 图4中端电压可以分成6个状态，分别为： 1）和时刻。
17、：该相下桥臂导通，端电压与相等，为母线负极电压，标记为0， 也为0，此时不影响位置信号的检测； 2）时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压 ，随相反电动势的增大而线性上升；为与之差，即； 3）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。中性点电压为直 流偏置，反电动势线性上升，端电压与线性上升；为0，不起作用； 4）时间段：该相上桥臂调制，占空比与母线电压的乘积与的关系为 ，端电压等于，有；为0，不影响位置信 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 3/9页 8 号的检测； 5）时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极。
18、管续流，端电压被钳位 为母线地电压0，随反电动势的减小而线性下降，为与之差，即 ； 6）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直 流偏置，反电动势线性下降，端电压与线性下降，为0，不影响位置信号的检 测； 通过对端电压的分解，在轻载和重载时一样，而则有很大的差别，轻载时，电 流小，和很短，的作用时间很短，其伏秒积很小，有( = , )，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大， 和持续较长的时间，伏秒积不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位 超前角度过大，图5为端电压和其分解的电压和经过低通滤波器后的生成的 信号，续流干扰信号超前。
19、反电动势信号，使得它们叠加合成的端电压信号超前于反电动势 信号，续流干扰信号的幅值越大，端电压信号的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的 过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的 增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来 影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败； 通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势 检测信号相位关系其实就是与+的相位关系，由于与周期一样， 经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于和 的夹角和幅值，。
20、由此，得出重载下的相位补偿计算方法： 阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为 (1) 其中，、和如附图1所示。经过低通滤波器的电压 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 4/9页 9 与模拟中性点电压比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则 为的平均值，因此，只考虑的交流分量，有 (2) 附图1所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得，得到 (3) 将作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到经过低通滤波器后输出电 压的交流振幅有 (4) 其中，为续流角度，是电流续流时间折算的电角度，为电机反电动势的频 率，为修正比例因子，这里取=。
21、1， 同理经过低通滤波器后输出电压的交流振幅有 (5) 与的相位基本上与和的基波相位一致，与有关， 其关系式可表示为 (6) 而且满足，的求解是非线性的，计算复杂，但由于波动 范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算 根据式(4)和式(5)，如图6所示， 与的相角满足 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 5/9页 10 (7) 当取20时，可求得 (8) 式中：为补偿角度， 为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅， 为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅， 现在的微处理器可以轻松处理计算出上述公式推得的相位超前的角度，因此在测得电 流续流角度和。
22、电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位 角度，因为相角超前换相有利于减小无刷直流电机的转矩脉动，所以可以根据电流大小和 转速适当的进行相角补偿，从而使电机达到最佳运行状态。 0010 附图说明 图1是本发明中反电动势检测电路。 0011 图2是为重载下，电流时间很长时的反电动势检测信号与霍尔检测信号。其中信 号1为反电动势U相检测信号，信号2为霍尔U相检测信号，信号3为经过深度滤波后的反 电动势信号，信号4为模拟中性点电压信号。 0012 图3为经过重载时相位补偿的信号波形图。 0013 图3-1是轻载时的相位信号波形图。 0014 图3-2是重载时相位补偿信号波形。
23、图。 0015 图中：1、端电压，2、反电动势换相，3、霍尔换相，4、信号位置，5、模拟中性点。 0016 图4为端电压及其分解图。 0017 图5为经过低通滤波器后的端电压及其分解图形。 0018 图中：1、续流干扰信号，2、端电压信号，3、相反电动势信号。 0019 图6为分析各电压之间的相位关系。 具体实施方式 0020 下面结合附图对本发明进一步说明： 如附图所示，一种无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法，其特征在于采 用饭电动势检测方法，通过反电动势检测电路（如图1）检测三相端电压，经滤波电路进行深 度滤波后再与模拟中性点比较，经DSP处理器生成转子位置信号，该方法在重载时由。
24、于电 流很大，续流时间比较长，会影响“理想”的三相端电压波形，造成波形畸变，影响了检测到 的位置信号的准确性，如附图2所示为重载下的位置检测信号实验波形，其中信号1为反电 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 6/9页 11 动势检测信号，信号4为霍尔位置检测信号，很明显，反电动势检测信号与接近最佳换相时 刻的霍尔检测信号有较大的偏差，如附图3然后将端电压分成反电动势信号和电流续流干 扰信号，对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的相位 超前角度，加以补偿，具体补偿计算方法如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相 位偏移现象，下面对。
25、重载下的端电压进行分析： 因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做 如下简化： 1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM 斩波电压可以用其电压平均值近似； 2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似； 3）相反电动势为120平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波； 在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图4所示的模 型， 其中，为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，为电流续流引起的电压畸 变，端电压等于与之和，即= + (电压参考点为母线负极)； 图4中端电压可以分成6个状态，。
26、分别为： 1）和时刻：该相下桥臂导通，端电压与相等，为母线负极电压，标记为0， 也为0，此时不影响位置信号的检测； 2）时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压 ，随相反电动势的增大而线性上升；为与之差，即 ； 3）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。中性点电压为直 流偏置，反电动势线性上升，端电压与线性上升；为0，不起作用； 4）时间段：该相上桥臂调制，占空比与母线电压的乘积与的关系为 ，端电压等于，有；为0，不影响位置信 号的检测； 5）时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位 为母线地电压0，随反电动势的减小而线性下。
27、降，为与之差，即 ； 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 7/9页 12 6）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直 流偏置，反电动势线性下降，端电压与线性下降，为0，不影响位置信号的检 测； 通过对端电压的分解，在轻载和重载时一样，而则有很大的差别，轻载时，电 流小，和很短，的作用时间很短，其伏秒积很小，有( = , )，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大， 和持续较长的时间，伏秒积不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位 超前角度过大，图5为端电压和其分解的电压和经过低通滤波器后的生成的。
28、 信号，续流干扰信号1超前反电动势信号3，使得它们叠加合成的端电压信号2超前于反电 动势信号3，续流干扰信号1的幅值越大，端电压信号2的超前角度越大，端电压相位超前 使端电压的过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着 负载电流的增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流 畸变，反过来影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失 败； 通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势 检测信号相位关系其实就是与+的相位关系，由于与周期一样， 经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位。
29、置信号相角之差取决于和 的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法： 阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为 (1) 其中，、和如附图1所示。经过低通滤波器的电压 与模拟中性点电压比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则 为的平均值，因此，只考虑的交流分量，有 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 8/9页 13 (2) 附图1所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得，得到 (3) 将作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到经过低通滤波器后输出电 压的交流振幅有 (4) 其中，为续流角度，是电流续流时间折算的电角度，为电机反。
30、电动势的频 率，为修正比例因子，这里取=1， 同理经过低通滤波器后输出电压的交流振幅有 (5) 与的相位基本上与和的基波相位一致，与有关， 其关系式可表示为 (6) 而且满足，的求解是非线性的，计算复杂，但由于波动 范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算 根据式(4)和式(5)，如图6所示， 与的相角满足 (7) 当取20时，可求得 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 9/9页 14 (8) 式中：为补偿角度， 为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅， 为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅， 现在的微处理器可以轻松处理计算出上述公式推得的相位超前的角度，因此在测得电 流续流角度和电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位 角度，因为相角超前换相有利于减小无刷直流电机的转矩脉动，所以可以根据电流大小和 转速适当的进行相角补偿，从而使电机达到最佳运行状态。 说 明 书CN 102437805 A CN 102437813 A 1/2页 15 图1 图2 说 明 书 附 图CN 102437805 A CN 102437813 A 2/2页 16 图4 图5 图6 说 明 书 附 图CN 102437805 A 。