用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器技术领域
本发明属于数字通信技术领域，涉及电力线载波数据通信系统，
尤其涉及低压电力线载波调制解调器的收发同步方法，更具体的说，
涉及一种用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器。
背景技术
众所周知，同步是数字通信的基础。在无线通信系统中，由于
多普勒频移和振荡器稳定度等因素，导致了收发频率偏差和相位不
一致，因此收端必须首先解决载波同步，即得到或恢复出与发端同
频同相的载波频率。在此基础上，进一步得到与载波频率或码元速
率具有比例关系的采样脉冲，即实现采样(时钟)同步。接下来，
再实现码元(位)同步，也许还有帧(包)同步等。
电力线通信(PLC：Power Line Communication)是利用电力线
网络作为传输媒介的一种通信方式，而低压电力线载波通信也被认
为是提供”最后一公里”解决方案最具竞争力的技术之一，在远程
抄表系统方面已逐步形成应用研究的热点，也是智能电网的底层基
础支撑，潜在市场巨大，仅国内即有1.7亿块电表PLC模块的市场
需求。由于市场容量巨大且面向千家万户，供电部门对于PLC模块
的采购价格有严格的限制，因此，尽量降低PLC模块的成本具有直
接的经济效益。另一方面，由于低压电力线通信的特殊性，特别是
中国的低压电力线信道极为恶劣，PLC的传输可靠性是能否成功应
用的关键，这主要取决于PLC系统所采用的调制解调方式。
而传统的PLC系统主要采用经典的频移键控(FSK)调制或相
移键控(PSK)调制，解调器采用相干解调首先需要恢复载波，结
构较为复杂；近来为了提高抗干扰能力，也采用了诸如直接扩频和
正交频分复用(OFDM)等现代通信技术，但底层仍然是基本的BPSK
(2进制)或QPSK(4进制)的调制方式，在频带利用和抗干扰性
能方面仍难免顾此失彼，而且更是以极大地增加系统复杂度为代价。
因此，现有技术和产品在满足市场需求方面仍有差距。
发明内容
为克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种用于电力
线通信的电源自同步反相调制解调器，本发明消除了收发频差，彻
底省去了电力线数字通信解调器所必须的载波同步、采样同步和时
钟同步步骤，实现了电力线通信反相调制数字解调器解调器的自同
步。
为实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技
术方案实现：
一种用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器，包括调制
器和解调器，所述调制器和解调器均包括一电源同步的信号发生器，
所述电源同步的信号发生器主要包括一锁相环频率合成器，电网依
次通过电压互感器、低通滤波器和正弦波/方波转换电路将信号传输
给所述锁相环频率合成器，所述锁相环频率合成器主要包括依次连
接的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器，所述压控振荡器还通过一
分频器连接至所述鉴相器；所述调制器和解调器之间通过不对称的
反相调制方式进行传输信号；所述表达式如下：
s0(t)＝sinωct， 0≤t＜T
s 1 ( t ) = - sin ω c t , 0 ≤ t < τ sin ω c t , 0 < τ ≤ t < T - - - ( 2 ) ]]>
其中，s0(t)和s1(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，ωc＝2πfc
为载波角频率；码元周期T＝2πN/ωc持续了N≥1个载波周期，“1”码
元的调制时间长度τ＝2πK/ωc持续了K＜N个载波周期，K＝τ×fc和
N＝T×fc均为整数以保证整周期调制。
进一步的，所述解调器包括一耦合滤波器，所述耦合滤波器将
信号传输至限幅放大器，所述幅放大器将信号传输至冲击波滤波器，
所述冲击波滤波器分别连接包络检波器和可变延时器，所述包络检
波器连接门限检测器，所述门限检测器连接延时计算器，所述延时
计算器连接所述可变延时器，所述可变延时器连接码元内积分判决
器，所述电源同步的信号发生器将50Hz工频电源信号传输至时钟发
生器，所述时钟发生器分别连接至所述冲击波滤波器、包络检波器、
门限检测器、延时计算器和所述码元内积分判决器，所述码元内积
分判决器输出信息序列，所述门限检测器对冲击包络进行整形，得
到归零码，所述归零码同时传输给所述延时计算器和所述时钟发生
器。
本发明的益效果如下：
1、准确。
由于充分利用了近距离低压电力线通信收发双方均挂接在同一
相电源线上、50Hz电源供电频率严格同频同相的特点，保证了收发
双方工作频率严格相同、工作时钟精确同步。
2、可靠。
1)由于解调器解调器的同步载波不是从干扰严重的微弱电力线
传输信号中接收、提取和恢复，而是从幅度强得多(标称电压220V)
且相对干净的本地电源信号中产生，而且锁相环频率合成器中的窄
带环路滤波器能很好地滤除50Hz工作频率以外的噪声，因而抗干扰
能力强得多，消除了载波和时钟的抖动，可保证严格的相干解调，
有利于提高解调性能；
2)由于本发明直接采用限幅放大器取代ADC，有利于通过深
度限幅来抵抗电力线上常见的电磁脉冲干扰和负载剧烈变化引起的
信号起伏。
3、快速。
由于解调器解调器的载波同步和采样同步是本发明的内在特
性，只要同步信号发生器上电并进入稳态(最多只需1s)后，收发
双方的频率同步即已建立，并锁定在本地区国家电网的标准供电频
率上，无需像常规通信解调器那样本地振荡频率必须跟踪输入信号
频率的变化，因而频率同步时间为零。
4、简单、廉价。
1)收发双方均省去了晶体振荡器，体积更加小巧，也更有利于
集成电路芯片集成；
2)解调器省去了载波恢复和时钟同步过程，简化了硬件实现或
软件计算量，且无需下变频即可实现载波同步，降低了设备成本；
3)解调器省去了ADC及其外围电路，缩减了设备体积，降低
了硬件功耗。
5、通用。
由于本发明所选廉价锁相环器件已能保证同步信号发生器的工
作频率范围达到10kHz-1.4MHz，覆盖了所有低压电力线的通信频
率，因而除了用于本发明的反相调制并集成为完整的PRM调制解调
器外，也可作为独立的PLC同步信号发生器(模块或芯片)用于其
它体制的电力线载波通信调制解调器。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本
发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明
的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由
以下实施例及其附图详细给出。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申
请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并
不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是PRM调制器的实现框图。
图2是无线PRM通信系统解调器的实现框图。
图3是与图2对应的低压电力线PRM通信系统解调器的实现框
图。
图4是与电源同步的锁相环频率合成器的实现框图。
图5是采用图4与电源同步的锁相环频率合成器后的低压电力线
PRM通信系统解调器的实现框图。
图6是与电源同步的锁相环频率合成器的细化实现框图。
图7(a)及图7(b)分别是经14位ADC与1位ADC(即模拟
比较器)量化后的PRM波形比较。
图8(a)及图8(b)分别是经14位ADC采样和1位ADC采样
输入的PRM信号冲击滤波输出。
图9是本发明的总体方框图。
图10是解调器快速位同步的实施效果图，其中，图10(a)是对冲
击滤波输出波形取绝对值的输出；图10(b)是对冲击滤波输出波形绝
对值进行低通滤波后得到的冲击包络波形；图10(c)是对冲击包络整
形后得到的归零码；图10(d)是时延计算器所测得的延时量；图10(e)
为位同步时钟波形；图10(f)是冲击包络经可变延时器动态调整后的
波形。图中纵坐标为幅度，横坐标为时间。
具体实施方式
下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。
为了实现高效通信，我们曾发明一类”统一的正交二元偏移健
控调制和解调方法”(发明专利号：ZL200710025203.6)，其中最简
单常用且性能也最好的是一类扩展的二元相移键控(EBPSK：
Extended Binary Phase Shift Keying)调制，其统一表达式为：
s0(t)＝Asinωct， 0≤t＜T
s 1 ( t ) = B sin ( ω c t + θ ) , 0 ≤ t < τ , 0 < θ ≤ π A sin ω c t , 0 < τ ≤ t < T - - - ( 1 ) ]]>
其中，s0(t)和s1(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，ωc＝2πfc
为载波角频率；码元周期T＝2πN/ωc持续了N≥1个载波周期，“1”
码元的调制时间长度τ＝2πK/ωc持续了K＜N个载波周期，K＝τ×fc和
N＝T×fc均为整数以保证整周期调制，而τ/T＝K/N可称为“调制占空
比”。
为了用于PLC，我们取(1)式检测性能最好的简化形式，即令θ＝π
和A＝B＝1，从而得到：
s0(t)＝sinωct， 0≤t＜T
s 1 ( t ) = - sin ω c t , 0 ≤ t < τ sin ω c t , 0 < τ ≤ t < T - - - ( 2 ) ]]>
可见此时的EBPSK调制信号波形除在数据“1”的起始处短时
反相外(也简称为反相调制)，其余都是连续的正弦波，这有助于
使其能量集中在载频ωc处以提高频谱利用率。本本实施例只针对(2)
式进行讨论，因为该波形不仅实现简单(如图1所示)，传输效率
高，而且能够经受住深度限幅，有利于抵抗低压电力线上常见的脉
冲干扰和负载变化。
对于反相调制(PRM：Phase Reverse Modulation)，由于“0”、
“1”波形差异很小且不对称，经典的用于对称调制波形的匹配滤波
器和相关检测方法已不再最佳。为了提高对于PRM信号的解调性
能，我们曾发明了一类无限冲激响应(IIR)数字滤波器，由一对共
轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所
有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号
载频的10-3量级。由此，该滤波器通过其通带中心陡峭的陷波-选频
特性，可将PRM信号在码元“1”处的反相调制转变为明显而强烈
的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，甚至可在信号被噪声
完全淹没的情形下(信噪比SNR＜0)以过冲的形式突显出信号的调
制信息，故称之为数字冲击滤波器或PRM信号数字增强器，但在码
元“0”处则无相应的波形冲击(详见“用于增强不对称二元调制信
号的冲击滤波方法”，发明专利公开号：CN101599754。本申请书
所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再重复声明)。由
于该冲击滤波器带宽很窄，故如图2所示的PRM解调器利用典型的
模拟锁相环(PLL)将下变频后的中频PRM信号严格锁定在本地参
考晶体振荡器的振荡频率(图2中为10MHz)的M倍上，彻底消除
收发频差和多普勒频移，实现了载波同步；同时，该晶体振荡器的
输出信号同时提供给时钟信号发生器，使之产生与中频PRM信号有
严格比例(即整数或分数倍)关系的系统时钟等信号，实现了采样
同步。
原理上，只需将图2中的天线更换为“耦合滤波”，即可将来
自低压电力线上的PRM载波调制信号经高频变压器或电容器耦合进
PRM解调器，并滤除频率低得多的50Hz工频及其各次谐波的干扰，
其余处理过程和解调器组成则与图2完全类似(如图3，仅载波频率
不同)。但是，由于PLC所用的载波频率本身即远低于无线通信所
用的发射频率，如果再进行下变频，将会影响信息传输速率(从(1)
式和(2)式可见，PRM系统的传输码率为载频的1/N)，特别是我们
注意到，在电力线通信的典型应用中：
1)收发双方均挂接在电网的同一相电源线上，电源的供电频率
严格相同(在我国理论上均为50Hz工频)；
2)收发双方均为固定接入，彼此之间不存在因运动而引起的多
普勒频移；
3)相对于50Hz供电频率所对应的6000km波长，在低压电力线
通信通常不超过500m的传输距离内(例如电力线超表)，收发两地
电源工频的相位差不超过0.03°(一个周期为360°)。
这就是说，在同一个变压器的供电范围内，可以认为各个低压
PLC终端的供电电源是同频同相的。因此，只要各个PLC终端采用
与电源同步的信号载波频率和系统工作时钟，就无需进行通常无线
通信所必须的载波同步和采样同步。可以设法使电源波形失真(例
如斩波或限幅)，然后从中筛选出所需频率的高次谐波分量并加以
放大、整形即可。但这需要边带陡峭的选频滤波器(极窄带的带通
滤波器)，制作难度和成本都比较高，而且滤波器工作频率是固定
的，显然也不灵活。
本实施例首先采用典型的锁相环(PLL)频率合成器来实现与
电源频率严格同步的信号发生器(如图4，只需改变图中可变分频器
的分频比M，即可得到频率为M×50Hz的与电源同步的输出信号)；
再利用该同步信号发生器取代常规的晶体振荡器，从而一举省去
PLC解调器PRM相干解调器所必须的载波同步、采样同步和时钟同
步，实现了PRM数字解调器的自同步。由此得到本实施例利用电源
自同步的低压电力线通信系统PRM解调器的实现框图如图5所示。
1、PRM调制器
针对(2)式所定义的PRM信号波形表达式，取载波频率
fc＝120kHz，N＝T×fc＝20，K＝τ×fc＝2，则传输码率为fc/N＝6kbps。
除了在反相调制时刻(τ内)传输数据序列为高电平外，其余均为
低电平，则采用图1所示的电路形式，即可实现PRM调制器：
对于数据0以及数据1的T-τ时段，电子开关S与位置S0连通，
直接输出频率为fc＝120kHz的载波信号；而对于数据1的时段τ，电
子开关S与位置S1连通，输出频率为fc＝120kHz 但相位反转了180°
的反相载波信号。
2、电源同步的信号发生器
电源同步的信号发生器5的细化实现框图如图6所示：
1)利用电压互感器504对电网上50Hz/220V的工频电源进行取
样，获得降压后的50Hz信号，将此信号经过低通滤波器503滤除电
网噪声，得到较为规整的50Hz正弦波；
2)将所述50Hz正弦波输入正弦波/方波转换电路502，得到一
个与电网电压同频同相的方波信号，所述正弦波/方波转换电路502
为一主要由555定时器和电容构成的过零比较器；
3)将所述方波信号传输至锁相环频率合成器501，锁相环频率
合成器501主要包括依次连接的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器，
所述压控振荡器还通过一分频器连接至所述鉴相器。本实施例中锁
相环频率合成器501可直接使用CD4046集成电路芯片，鉴相器使用
CD4046的第二相位比较器，它是一个由信号上升沿控制的数字存
储网络，对输入信号占空比的要求不高，允许非对称波形输入，
具有很宽的频率捕捉带，而且不会锁定在输入信号的谐波上。它
提供数字误差信号和锁定信号(相位脉冲)两种输出，当达到锁
定时，在所述第二相位比较器的两个输入信号之间保持0°相移；
环路滤波器为电阻电容构成的低通滤波器。环路滤波器对环路捕捉
性能及工作稳定性有很大的影响。若取较大的时间常数RC，则会使
环路跟踪变化较快的输入频率时产生过度的延迟；若取较小的时间
常数RC，则会使环路跟踪快速变化的输入信号时，引起锁相环输出
频率的反常变化；将压控振荡器输出M分频后送回到鉴相器中，比
较输出信号与输入参考信号的相位，在比较过程中，锁相环频率合
成器501会不断根据工频电源信号的相位来调整本地VCO的时钟
相位，直到两个信号的相位同步，从而使得输出频率锁定在所设
定的载波频率上。
3、冲击滤波器
在采用“0”和“1”码元键控区间不对称的数字调制方式中，
解调器采用特殊的IIR窄带数字带通滤波器，可把码元“1”处的键
控调制信息转化为明显的寄生调幅冲击，故称之为冲击滤波器。本
实施例采用单零点-双极点的数字冲击滤波器，其传递函数：
H ( z ) = b 0 + b 1 · z - 1 + b 2 · z - 2 1 - a 1 · z - 1 - a 2 · z - 2 - a 3 · z - 3 - a 4 · z - 4 - - - ( 3 ) ]]>
其中各系数的取值如下：
b0＝b2＝1，b1＝-1.6181733185991785，a1＝-3.2030956372618675
a2＝4.5250048786401749，a3＝-3.1388924680650234，a4＝0.96031356602907181
。
由于冲击滤波器3的特殊滤波作用，即使对于采用模拟比较器
(相当于只有1位精度的ADC)量化输入的PRM信号样本，参见图
7(a)及图7(b)所示，其输出响应的幅度与采用14位精度ADC
量化输入的PRM信号样本的输出响应幅度也差别不大，参见图8(a)
及图8(b)所示，因此，本实施例直接采用限幅放大器2取代ADC，
不仅降低了硬件实现成本，而且有利于通过深度限幅来抵抗电力线
上常见的电磁脉冲干扰和负载剧烈变化引起的信号起伏。
4、PRM解调器
本实施例所提出的用于电力线通信的电源自同步PRM解调器
如图9所示，它是图5取消ADC后的进一步简化，以及对图5中检
测判决和位同步模块的进一步细化。在图9所示的各个功能模块中：
1)耦合滤波器1是电力线载波通信的标准功能，利用高频变压
器或电容器来隔离强电和弱电：一方面将来自低压电力线上的PRM
载波调制信号耦合进PRM解调器，并滤除50Hz工频及其各次谐波
干扰，另一方面也防止了220V的工频电压直接进入解调器；
2)限幅放大器2对即使由于线路上强负载接入所造成的深度衰
落信号，也具有足够的电压增益将其推入放大器的饱和区和截止区；
而对于正常幅度的输入信号，则能进行深度限幅，使其输出类似于
方波信号。在抗干扰、抗衰落的同时，将输入信号二值化，即逻辑
上对应于+1和-1两个值，实现了1位ADC的功能；
3)冲击滤波器3按照时钟发生器10提供的采样脉冲，将输入
端类似方波信号(如图7(b)所示)的”+1”(对应于信号幅度不低于
零电平)或“-1”(对应于信号幅度低于零电平)采集到滤波器的处
理单元，并按照(3)式进行数字滤波运算，得到如图8(b)所示的PRM
信号的冲击滤波响应，此时其信噪比得到了增强；
4)包络检波器3即本领域公知的包络检波，通过对如图8(b)所
示的冲击滤波器3输出信号取绝对值，得到如图10(a)的结果；再进
行低通滤波，得到如图10(b)所示的冲击包络输出，便于后续的检测
判决。在本实施例中，该低通滤波器采用有限冲激响应(FIR)的
数字滤波器实现；
5)电源同步的信号发生器5的原理已在图4和图6中介绍，用
于取代通常的晶体振荡器将频率严格为本地50Hz工频电源频率实
际值的整数倍的信号送给时钟发生器，供其产生PRM解调器所要求
的各种时钟脉冲；
6)在利用电源同步的信号发生器5实现了PRM解调器的载波
同步和采样同步、并利用限幅放大器2和冲击滤波器3省去了ADC
以后，作为PRM解调器来说，还必须实现对于冲击滤波包络的检测
判决和解调数据的位同步。本实施例直接利用已经公开的”扩展的
二元相移键控调制突发通信快速同步方法”(发明专利公开号：
CN101895387A)，来一并实现这两项任务，因为通常PLC终端(如
电表)也采用突发数据传输方式，以便增加系统容量，并减少用户
间的相互干扰。这一步骤由图9中的门限检测器6、时延计算器7、
可变延时器8和码元内积分判决器9等4个功能模块共同完成；
7)门限检测器6对冲击包络进行整形，得到如图10(c)所示的归
零码。检测门限可以直接设为定值，也可以通过自动调整得到。本
实施例由于输入端采用了限幅放大，有助于抑制信号幅度的起伏，
故简单地取为固定值；
8)把归零码同时送时钟发生器10和时延计算器7，当出现归零
码“1”时：
①时延计算器7测量其高电平持续时间(本实施例是直接对其
高电平持续期内的采样数进行计数)，根据冲击包络最高处与归零码
“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量，如图10(d)
所示；
②在归零码“1”的下降沿重置时钟发生器10，使得时钟发生器
10的起始时刻与归零码“1”的下降沿对齐，产生频率与传输比特
率相对应的位同步时钟，如图10(e)所示。
9)可变延时器8根据时延计算器7所测出的延时量动态调整冲
击包络的延时，使位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐，
如图10(f)，从而达到位同步的目的。本实施例是利用可寻址移位寄
存器来实现可变延时器8，移位寄存器的地址就是冲击包络的延时
量，移位寄存器的输出则是该地址所指向的寄存器中的内容。
10)码元内积分判决器9依据位同步脉冲的时间基准对码元内
的包络积分结果进行判决，即解调出所接收到的6kbps码率的信息
序列。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，
对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在
本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，
均应包含在本发明的保护范围之内。