用于定时恢复和频率估算的接收机及其有关方法 本发明涉及信号接收机，尤其涉及利用频率和脉冲串(burst)检测器检测脉冲串的定时和频率的信号接收机。
为了接收并解码一个信号，脉冲通信接收机例如数字接收机或雷达接收机必须获得时间基准和频率基准。可在被接收信号中检测脉冲串以提供时间和频率基准。在象TDMA(时分多址)这样的数字通信系统中，信息帧是周期性地被接收的。可以通过检测在帧内预定位置处的任何所期望脉冲串来获得该被接收帧的定时基准。例如，可以通过检测在一帧中开始处或其它位置处的脉冲串，来获得时间基准，用于解码被接收信号。一旦检测到脉冲串，就能够从被接收信号的帧或其它位置提取到信息。使用这种信息以获得随后帧的定时。在对信息进行检测以提供接收机用户所用的输出之前，需要这样的帧同步。
被接收信号的频率基准可以通过把接收机振荡器频率和被接收信号的载波频率相比较来获得。如果频率太高或是太低，则接收机振荡器能在一种反馈配置中加以调整。被接收信号的频率基准也可通过接收一个脉冲串的一个预定频率校正部分来获得。根据该脉冲串的预定频率校正部分来重设接收机的振荡器频率。
在先前的接收机中，常将被接收信号与一个所期望的图形(Pattern)相比较，来确立定时和/或频率基准。这样的系统要求从发射机到接收机发送专门地图形，这耗费了可贵的频谱且限制了系统的容量。若是能够不要用于建立定时基准和/或校正频率基准的专门图形而系统也能确定这些基准的话，系统的容量就能增加且节省频谱。
当发射机和接收机具有大的频差时，上述的相关技术就变得不可靠了。这种大的频差可能是由于例如晶振错误所造成的在发射机及接收机基准频率中的差异所引起。而且，当接收机以高速相对于发射机移动时也会引起大的频差。例如，一架飞机或一颗卫星在快速移动中与地面站或另一飞机或卫星通信时尤其会引起多普勒(Doppler)频率误差。当发射机和接收机获得大的频差时，被接收信号就移出了与所期望图形相关的(频率)范围之外。因此，随着频差的增加，被接收信号和所期望图形间的相关性就变得越来越差，并因此使建立定时基准以及快速估计其频率变得越加困难。
上述的任一种技术的性能随着信噪比下降而劣化。随着信噪比下降，很难从所期望图形区别开噪声。
据此，现在需要一种能够快速、可靠地估算被接收脉冲串的频率并检测其定时偏移的无线接收机。
图1示出根据本发明的无线接收机的方框图；
图2示出根据本发明估算被接收脉冲串的频率和偏移的无线接收机的同步级的实施例的方框图；
图3和4示出根据本发明的自相关电话的方框图；
图5和6示了根据本发明的相关滤波器的方框图；
图7和8示出根据本发明的峰值检测器的方框图；
图9示出根据本发明的频率估计器的方框图。
图1示出根据本发明的无线接收机的方框图。天线100接收射频信号，射频(RF)级110将该射频信号转变成一个同相(I)信号及一个正交(Q)信号。模/数转换器120响应来自定时电路130的取样定时，对该同相信号和正交信号取样，以产生数字同相信号和数字正交信号。频率和脉冲串检测器140响应来自模/数转换器120的数字的同相信号和数字的正交信号并响应来自定时电路130的取样时间，建立一个粗定时基准T和一个频率估计f。从模/数转换器120来的数字同相信号和数字正交信号被存储在缓冲器150中。一检测出由来自频率和脉冲串检测器140的粗定时基准T所指示的脉冲串，存储在缓冲器150中的信号就被传送到接收机160。随后，接收机160把一个精定时基准提供给定时电路130，并把接收的数据传送到例如一个无线接收机的话音解码器、数据单元和呼叫处理器170。精细的频率调节也由接收机160在RF级110完成。
本发明恢复定时并估算脉冲串的频率无需专用的图形来建立基准。因大的多谱勒频移改变了专用图形的那些决定性的部分，故需要这种改进的技术来恢复被接收信号的载波。利用本发明，可靠的脉冲串检测和频率估算是可能的，甚至是在发射机和接收机由于晶振误差以及多谱勒频移而获得大的频差的时候。在本发明中，所识别的是信号本身的特征。例如，当信号突发时，可以识别其恒定的功率跳变特征。例如，因为本发明能够使用接收机脉冲串的第二阶统计，故它可靠地恢复脉冲串。因本发明无需专用的图形来建立定时基准或频率估算，故它能增加系统容量并节省频谱。本发明将不会因相关峰值的误测而降低其信噪比。本发明还避免了例如在瑞克(Rake)接收机中为确立定时基准的多路接收机路径的问题，从而节省了处理时间。
无论是否收到新的脉冲串，频率和脉冲串检测器140都连续地提供频率估计f。接收机160使用这些频率估计f来获得脉冲串和导出精细频率调节，以便重置在RF级110中的振荡器的频率。在接收机160的容限之内，为定时恢复及频率估算提供了准确性。精细的频率调节还可以根据相继可靠的频率接收例如频率校正脉冲或帧部分，以周期为基础在RF级110中由接收机来完成。这种频率校正脉冲串或帧部分不可能被收到，直到接收机160利用频率估算来接收脉冲串时为止。
当频率和脉冲串检测器140检测由粗定时基准T所指示脉冲串时，定时电路130的工作方式就从脉冲串检测方式变成门控接收方式。在处于脉冲串检测方式时，该频率和脉冲检测器140还没有获得定时基准，且还没能提取到信息以提供一个输出给接收机的用户。在频率和脉冲串检测器140获得定时基准之后，可在假定该定时随时间缓变的条件下随即由接收机160从所接收的信号中获得信息。响应定时电路130，方式开关180在脉冲串检测方式和门控接收方式之间切换。在门控接收方式期间，正在定时的慢变化将由接收机160利用精定时基准来校正，接收机160从所接收信号提取信息而获得的同步来产生精定时基准，以便补偿在定时中的慢变化。
定时电路130提供取样时间以钟控由模/数转换器120完成的取样，还为频率及脉冲串检测器140的数字电路提供取样时间。定时电路130可以包括如锁存器和计数器。在执行由粗定时基准T所指示的脉冲串的检测时，将触发锁存器而导致开关180的方式切换。响应该粗定时基准T，计数器将被复位并开始计数，以产生用于模/数转换器120及频率和脉冲串检测器140的钟控的取样时间。
图2示出根据本发明无线电接收机用于估算已接收脉冲串的频率的偏移的同步级的实施例方框图。自相关电路计算一个自相关的量度(metric)。该自相关量度是RF级110接收的数字同相信号(I)和数字正交信号(Q)的自相关序列滞后的组合。数字滤波器220对从自相关电路210来的自相关量度滤波，并产生已滤波的信号。一个与所期望的脉冲串相匹配的数字滤波器220将提供最大的信噪比。该相关滤波器220最好构造成一个有限脉冲响应滤波器(FIR)或一个无限脉冲响应滤波器(IIR)，具有被选用的多个抽头，以使其相关滤波器的脉冲响应代表所期望脉冲串的幅度与持续期。峰值检测器230检测从相关滤波器220来的已滤波信号的峰值。峰值的位置由峰值检测器230的粗定时信号T输出来指示。该峰值检测器230可利用一个最大的接近值来确定该脉冲的前沿。该峰值检测器也可使用图形匹配近似值。频率估计器240根据相关滤波器220的已滤波的信号并根据峰值检测器230的由粗定时信号T所指示的脉冲串的位置，来估算该脉冲串的频率。该峰值表示该脉冲串的时间偏移或其位置。
图3示出根据本发明的自相关电路的方框图。图示的自相关电路从该无线电接收机的射频(RF)级接收取样的同相(I)和正交(Q)基带信号。该自关相电路有两个路经，超前路经和滞后路径。延迟单元310提供了滞后路径的延时。如果取样速率R高得足以使除以R的延迟值小于该脉冲串的最大频率偏移值分之一，则该延迟可被选得大于单位延时。这种延时的选择要使得在频率估算中的总误差不受影响以作为脉冲测量的离散频率偏移大于2π弧度的结果，否则会引起不易散结的相位折褶。在复数乘法器330进行两条路径相乘之前，该两路径之一具有一个复数共轭操作。该复数共轭方框320最好是置于在复数乘法器330之前的滞后路径之中。
图4示出根据本发明的另一自相关电路的方框图。在图4中，超前路径有超前滤波器340，后滞路径有后滞滤波器350。为了简化计算，滤波器340和350都是线性的且最好是有限脉冲响应滤波器(FIR)。超前滤波器340和滞后滤波器具有选择抽头，以使其除了展示出线性的相位之外，自相关电路210的输出提供出超过图3所示自相关电路所实现的具有改进信噪比的自相关估计，因而确保一个无偏差的频率估计。利用这种超前和滞后滤波器340和350加到图3的结构中，就获得了改进的、接收脉冲串的位置和频率的估计。
图5和图6示出两个用以实现根据本发明的相关滤波器220的可替换实施例的方框图。该相关滤波器220可根据图5的复数有限脉冲响应滤波器(FIR)来实现，或根据图6以无限脉冲响应滤波器(IIR)来实现。图5的FIR滤波器有串联的延迟级410、420、430和440。该延迟级的数目最好是比捕捉所期望同步脉冲串的全长所需的样值个数L小1。每一延迟级和输入信号本身都在抽头450、460、470、480到490中乘以数值C1到CL。抽头450到490的输出送到加法器495。抽头450到490最好只有从C1至CL的实数值。万一抽头450到490有复数值，即有非零的实数值及一个虚部，则由抽头450到490所进行的加权计算必须用复数乘法操作来实现。实际上，只有抽头450到490的实数值才将是最可能所需的。当然，要求复数值的抽头仍是可以避免的，以保持计算的简单并降低电流的吸收和处理时间。
图6示出实现无限脉冲响应滤波器(IIR)的相关滤波器220。加法器510对来自自相关电路210的输入和抽头520、530、540及550的输出相加。延迟级560、570、580和590延迟加法器510的结果并把延迟的结果反馈到抽头520至550。抽头520至550把延迟的结果乘以数值C1至CK。抽头520至550最好只有从C1至CK的实数值。如上所述，万一抽头520至550有复数值，即有非零的实数值和一个虚部，则必须利用复数乘法操作实现其加权。实际上，只有实数值将是最可能需要的。
图7示出根据本发明的峰值检波器230的一个例子用于产生粗定时基准T的方框图。图7的实施例示出了一种最大值检测技术。来自相关滤波器220的复数的幅值要在峰值检测期间被确定。该峰值检测器230最好使用一个幅值电路610。该幅值电路610从相关滤波器220的输出信号中得到等效于该输出幅值的一个量值。为确定峰值的位置，只需要相关滤波器220的输出的幅值。该峰值位置建立了所接收脉冲串第一样值的位置。考虑到抽头的选择，相关滤波器220的抽头与该峰值检测器有关，以使得当有脉冲串出现在无噪声情况时，只有一个峰值出现在幅值电路610的输出中。
幅值电路610可以实施为对该输入的实部平方和虚部平方求和。另一种可替代的方案是，幅值电路可以实施为对输入信号的实部与虚部的绝对值求和。
最大值检测器620可根据幅值电路610的输出来检测其峰值。该最大值检测器620最好包括一个门限值，除非是其幅值大于该门限值，否则无峰值被识别。该门限值显著地高于噪声功率但显著地低于所希望的峰值功率，以避免噪声的误判。被检测为低于该门限值的任何峰值将不会被误认为一个实际的脉冲串的位置。这样的门限值可以根据当前的信道噪声情况而被静态或动态地确定。
图8示出了根据本发明的另一个峰值检测器230的方框图。图形匹配检测器720以一种所期望的波形(例如信号的形状)对从幅度电路710输出的信号形状进行图形匹配。该图形匹配检测器720考虑了更多的信号特征，例如信号的陡度或形状。
图9示出根据本发明用于频率估计f的频率估计器240的方框图。虽然频率可以按照许多种方式从一个复数样值序列中导得，但图9示出频率估计器的最佳实施例。相关滤波器220输出的复数共轭值被延迟并被自身相乘以产生一个积。延迟级810延迟该输出信号，在由乘法器830进行相乘以前，由复数共轭方框820确定复数共轭。幅角运算器840确定被该乘积实部相除的该乘积的虚部的余切。取样和保持电路850响应由来自峰值检测器230的粗定时基准T所指示的新脉冲串的位置，来选通幅角运算器840的输出。换算因数电路860利用R/2π对弧度值进行换算，把以弧角为单位的离散频率估计转换成以赫兹(HZ)为单位的频率估计，其中R是取样速率。该离散频率估计还必须进一步由自相关电路中延时部件310所实施的延迟单位数分之一所定标。
本发明在此参考附图所公开的信号处理技术最好是由数字信号处理器(DSP)或其它微处理器所实现。然而，这些技术也可以全部地或部分地由离散元件来实施。而且，本专业技术人员可以理解，根据所选择的实施方案，一些公知的数字处理技术可以按不同的数学方式来表示。
虽然本发明是以上述的描述及附图加以描述及说明的，但应当明白，这些描述仅是举例，本专业的普通技术人员在不背离本发明精神范围内可有多种改变及修正。因此，定时电路的130的输出可按不同电路的要求而定，而无需一成不变。虽然本发明展示了多谱勒频移窝限，但本发明还提供了在此能述及的其它优点并因而可用于所有的无线通信系统而无论是否要求有多谱勒频移容限，例如寻呼、蜂窝和卫星通信系统的接收机。