虽然现在将参照附图所示的各实施例来描述本发明，但应当理解，本发明并不限
于这些所示的实施例，而是应包括可能落入所附权利要求书中的所有替换、变型和等
效结构。
在本发明的图1所示的实施例中，电源装置包含对交流电源1的交流电压Vs进
行整流的二极管电桥整流器2、第一平滑电容器、分别由双极晶体管组成的第一和第
二开关元件Q1和Q2的串联电路(元件Q1和Q2与第一电容器C1并联连接，并以高
频交替导通和截止)、分别反向并联到第一和第二开关元件Q1和Q2上的第一和第二
二极管D1和D2、其初级绕组连接在第一和第二开关元件Q1和Q1结点与整流器2
的直流输出端的高电位侧之间而其次级绕组与负载电路3连接的变压器T1，以及一
端连接到变压器T1的初级绕组与整流器2的高电位侧直流输出端的连接点上而另一
端连接到第一电容器C1的低电位侧端上的第二电容器C2，其中，整流器2的低电位
侧直流输出端连接到电容器C1的低电位侧。这里，连接在整流器2的直流输出端之
间的电容器C2为小电容，它与变压器T1的初级绕组一起形成谐振电路。
把变压器T1的次级绕组和谐振电容器C3与形成负载的放电灯La的灯丝串联连
接，形成负载电路3，变压器T1的漏感和电容器C3形成谐振电路。把与电容器C1
并联连接的第一和第二开关元件Q1和Q2设置成由普通驱动电路(未图示)驱动，交替
导通和截止。
下面详述本实施例的工作情况，开始时，在一个周期内，第一和第二开关元件
Q1和Q2导通和截止，图2示出了第一开关元件Q1导通、第二开关元件Q2截止(图
7中的周期“a”)时电流流过各部件的状态，在该图中，电容器C1放电产生电流流
过电容器C1→第一开关元件Q1→变压器T1初级绕组→电容器C2→电容器C1的路
径。此时，如图7所示，电容器C2两端的电压Vc2由于与变压器T1的漏感谐振而
上升。另一方面，当第一开关元件Q1截止时，如图3所示，释放积聚在变压器T1
的初级绕组中的能量，电流继续流过变压器T1→电容器C2→第二二极管D2→变压
器T1的路径，电容器C2两端的电压Vc2进一步升高(图7中的周期“b”)。
当第二开关元件Q2导通时，如图4所示，由于变压器T1的漏感与电容器C2和
C3的谐振作用，有谐振电流流过电容器C2→变压器T1→第二开关元件Q2→电容
器C2的路径，此时，电容器C2两端的电压Vc2开始下降(图7中的周期“c”)，当该
两端电压Vc2下降到低于整流器2的直流输出电压时，如图5所示，从交流电源1取
得输入电流，这样有电流流过交流电源1→整流器2→变压器T1→第二开关元件Q2
→整流器2→交流电源1的路径(图7中的周期“d”)。甚至当第二开关元件Q2截
止时，该电流仍流过交流电源1→整流器2→变压器T1→第一二极管D1→电容器
C1→整流器2→交流电源1的路径(图7中的周期“e”)，并且当电流变为零时，恢
复到图2的状态。
另一方面，在图8(a)-8(e)中示出了交流电源1的源电压Vs一个周期的工作波形，
在这些图中，图8(a)示出了电容器C2两端的电压Vc2的波形，图8(b)示出了流过变
压器T1的初级绕组的电流的波形，图8(c)示出了从交流电源1的输入电流Iin的波形，
图8(d)示出了流到负载电路3内放电灯La的灯电流I1a的波形，图8(e)示出了在整流
器2的前级设置波滤电路以切断高频时的输入电流Iin。现在，如图8(b)所示，变压
器T1的作用是从流过变压器T1初级绕组的电流中除去直流分量，把高频交流电流提
供给连接到次级绕组的放电灯La，因而可以用高频交流电流点亮负载电路3的放电
灯La。在这种情况下，利用这种滤波器对从交流电源1的输入电流Iin的波形进行滤
波，使它成为波形基本上如图8(e)所示的正弦波，限制输入电流Iin的高次谐波分量
以改善输入功率因数。
即，通过把电容器C2的电容量设置在适当的值上，可以在交流电源1的电源电
压Vs的整个周期在吸取输入电流Iin这是由于即使在交流电源的源电压Vs基本接近
零的周期内，电容器C2两端的电压Vc2也下降到基本接近零。例如，当电容器C2
两端的电压Vc2的幅值较大时，经滤波的输入电流Iin的波形如图9(a)所示，当电压
Vc2的幅值较小时，如图9(c)所示，滤波后的输入电流Iin的波形有静止时间。
根据上述的本实施例，可以构成这样的电路，它可以限制输入电流中的高次谐波
分量，改善输入功率因数，而部件数量较少，可以实现电源装置的体积最小，并减少
成本。虽然在图1的本实施例中，把使用漏感的变压器用作变压器T1，如图10所示，
当用具有与次级绕组(或初级绕组)串联连接的普通电感器的变压器来代替漏感时，也
可以获得相同的效果。这里，工作情况相同，所以省略了对它的描述。另外，当把场
效应晶体管用作开关元件时，可以把场效应晶体管的寄生二极管作为第一和第二二极
管D1和D2，第一和第二二极管D1和D2可以省略。
虽然在本发明中，高频交流电流点亮的放电灯La被称作例如负载，但负载并不
限于放电灯，本发明的技术构思甚至可以容易地应用于加到负载电路3的输出为直流
输出的场合，对于负载电路3的结构，是容易理解的。
在图11中，示出了本发明的另一个实施例，在该图中，变压器T1的初级绕组和
电容器C2串联连接，然后在高电位侧并联到第一开关元件Q1。除了这种连接之外，
其它的方面和工作情况与上述图1的实施例相同，这里就省略对它们的描述。
这里，也在图11的本实施例中，可以构筑成这样的电路，它可以限制输入电流
的高次谐波分量，可以提高输入功率因数，而部件数量较少，实现了体积最小化，并
可以降低电源装置的成本。
在图12中，示出了本发明的另一个实施例，在该图中，与图1实施例的结构相
比，在整流器2的高电位侧输出端与电容器C1的高电位端之间插入了小电容的电容
器C2。在本例中，电容器C1和C2串联连接在整流器2的两个输出端之间。由于电
容器C2的电容量比电容器C1的电容量小得多，所以可以认为相当于电容器C2连接
在整流器2的输出端两端。
当本电源电路的第一开关元件Q1导通时，首先，有电流流过电容器C2→第一
开关元件Q1→变压器T1→电容器C2的路径。此时，与图1实施例的情况相似，电
容器C2两端的电压Vc2与变压器T1的漏感谐振。与图1实施例的不同之处在于，
如果图中两端的电压Vc2的方向为正，则电压将减小。在这种情况下，第一开关元件
Q1截止将使电流继续流过变压器T1→电容器C2→电容器C1→二极管D2→变压器
T1的路径，电容器C2放电，所以两端的电压Vc2进一步降低。
接着，当第二开关元件Q2导通时，变压器T1的漏感与电容器C2和C3产生的
谐振电流流过电容器C2→变压器T1→第二开关元件Q2→电容器C1→电容器C2
的路径。此时，两端的电压Vc2开始上升，当两端的电压Vc2与交流电源1的源电压
Vs之和大于电容器C1的电压时，有电流流过交流电源1→整流器2→变压器T1→
第二开关元件Q2→整流器Q2→交流电源1的路径，从交流电源1中取得输入电流
Iin。另外，当第二开关元件Q2截止时，电流继续流过交流电源1→整流器2→变压
器T1→二极管D1→电容器C1→整流器2→交流电源1的路径，并且，当电流变为
零时，第一开关元件Q1返回到初始的导通状态。在本例中，与图1的实施例相似，
也可以构筑成这样的电路，它能限制输入电流的高次谐波分量，提高输入功率因数，
而部件数量较少，可以实现体积最小化，减少电源装置的成本。
另外，如图13所示，也可以在如图13所示的整流器2的两个输出端之间再连接
一个电容器C2’，使电容器C2和C2’起到部分第二电容器的作用。其结构与工作情况
与上述图1实施例相同，所以这里省略了对它们的描述。
在图14所示的本发明的另一个实施例中，电源装置设置有控制电路4，它可以
根据图1实施例的结构，改变第一和第二开关元件Q1和Q2的驱动频率、导通时间、
占空比等。
例如，当控制电路4控制第二开关元件Q2的导通时间使之缩短时，可以减少从
交流电源1取得的输入电流Iin，因而，当作为负载的放电灯La在预加热或启动期间
其消耗功率较小时，可以通过相对缩短第二开关元件Q2的导通时间限制直流电压(电
容器C1两端的电压Vc1)异常升高。即使在放电灯La点亮期间，也可以通过改变第
一和第二开关元件Q1和Q2的驱动频率或占空比，或者两者都改变来改变提供给诸
如放电灯La等负载的功率，所以可以使放电灯La变暗。另外，即使在这样改变功率
使放电灯La变暗的情况下，也可以通过调节第二开关元件Q2的导通时间来限制直流
电压(电容器C1两端的电压Vc1)异常升高。
根据上述的本实施例，可以对诸如放电灯La等的负载进行预加热、启动和点亮
控制，也可以调节提供给负载的功率，即使放电灯La变暗，另外，可以防止开关元
件等受到由于消耗功率的变动而引起的直流电压(电容器C1两端的电压Vc1)异常升
高的伤害。再有，应当理解，本发明的结构不仅可以应用于图1的实施例，也可以应
用于图11、12或14的实施例。
在图15所示的本发明另一个实施例中，相对于图14实施例的结构提供了电压检
测电路5，用于检测电容器C1两端上产生的直流电压(两端电压)，这种结构可以进行
控制，以改变第一和第二开关元件Q1和Q2的驱动频率、导通时间或占空比，或在
控制电路4内根据电压检测电路5检测到的两端电压Vc1值控制第一和第二开关元件
Q1和Q2停止振荡。
这里，通过控制电路4改变驱动频率、导通时间或占空比，以便例如使电压检测
电路5检测到的电压值在预定值上，从而可以基本保持电容器C1的两端电压Vc1在
一不变的预定值上。因此，在负载为放电灯时，可以获得稳定的输出，可以减轻灯光
输出闪烁。
另外，在电压检测电路5检测到的电压变得异常高的情况下，通过由控制电路4
使第一和第二开关元件Q1和Q2停止振荡可以避免这种过压造成对开关元件等的伤
害。
显而易见，本发明的结构不仅可以应用于图1的实施例，也可以应用于图11、
12或14的实施例。
在图16所示的本发明另一个实施例中，该结构的特点是在图1的实施例中还包
含包括连接到整流器2的输出端上的电容器C4和二极管D5的整流平滑电路6、检
测整流器2的输出端上产生的脉动电压VDB的电压检测电路7以及能根据电压检测
电路7检测到的电压VDB改变第一和第二开关元件Q1和Q2的驱动频率、导通时间
或占空比的控制电路4。
在本实施例中，如图17的例子所示，控制电路4在脉动电压VDB的谷底部分提
高第一和第二开关元件Q1和Q2的驱动频率，从而使流过放电灯La的灯电流ILa的
幅值变小，控制电路4在脉动电压VDB的峰顶部分降低第一和第二开关元件Q1和
Q2的驱动频率，以增大灯电流ILa的幅值，从而在交流电源1的一个电源周期内(例
如市电电源周期)减少灯电流ILa的波动，改善灯电流ILa的波峰因数。
另外，如图18所示，控制电路4在脉动电压VDB的谷底部分延长第二开关元件
Q2的导通时间，从交流电源1取得更多的输入电流Iin，并且控制电路4在脉动电压
VDB的峰顶部分缩短第二开关元件Q2的导通时间，以减少从交流电源1取得的输入
电流Iin，这样，可以使经最佳滤波电路(未示出)滤波后的输入电流Iin的波形更接近
正弦波，限制输入电流Iin的高次谐波，提高输入功率因数。
还应理解，本发明的结构不仅可以应用于图1实施例，也可以应用于图11、12
或14的实施例。
在如图19所示的本发明另一个实施例中，与图14实施例相比，该电源装置的特
点是设置有电流检测电路8，用于检测灯电流或流过负载电路3的电流，这样控制电
路4就可以根据该电流检测电路8检测到的电流值进行控制，以改变第一和第二开关
元件Q1和Q2的驱动频率、导通时间或占空比。
当电流检测电路8检测到的灯电流较大时，控制电路4提高第一和第二开关元件
Q1和Q2的驱动频率，或使占空比不对称，以减少灯电流的幅值，而当电流检测电路
8检测到的灯电流较小时，控制电路4降低第一和第二开关元件Q1和Q2的驱动频
率，或使占空比达到接近50％，以提高灯电流的幅值，这样，可以减小电源周期(例
如市电周期)内灯电流ILa的波动，改善灯电流ILa的波峰因数。
即使交流电源1的源电压Vs发生变动，控制电路4通过例如进行反馈控制，使
电流检测电路8检测到的灯电流基本不变，也可以把灯电流维持在一预定值上，以限
制灯功率的变动。
应当理解，本实施例的结构不仅可以应用于图1实施例，也可以应用于图11、
12或14的实施例。
在本发明的图20所示的另一个实施例中，与图1所示实施例的结构相比，该结
构的特点是在放电灯La一根灯丝与变压器T1的次级绕组之间连接一个电容较大的电
容器C5。
根据本实施例，可以进一步改善灯电流的波峰因数，这是因为电容器C5除去了
变压器T1的次级绕组提供给放电灯La的电流中的直流分量。
应当理解，本实施例的结构不仅可以应用于图1的实施例，也可以应用于图11、
12、14-16或19实施例。
在本发明图21所示的另一个实施例中，与图14的实施例结构相比，该结构的特
点是在整流器2的高电位输出端与电容器C1的高电位端之间插入一个开关元件Q5，
作为整流器2的直流输出端与电容器1两端进行连接和断开的开关元件。与第一和第
二开关元件Q1和Q2相似，该开关元件Q5设置成由控制电路4来驱动导通/截止。
根据本实施例，当在预热或启动放电灯La时，或者在从负载电路3中取下放电
灯La的无负载状态时，控制电路4就使开关元件Q5导通，这样就把电容器C1两端
的电压Vc1箝位在整流器2的输出电压VDB上，从而可以防止电容器C1两端的电
压Vc1异常升高。因此，可以避免元件受到电容器C1两端电压Vc1的异常升高的危
害。
应当理解，本实施例的结构不仅可以应用于图14所示的实施例，也可以应用于
图15、16、19或20的实施例。
在本发明图22所示的另一个实施例中，与图1实施例相比，该结构的特点是把
电容器C6连接在整流器2的两输出端上，并与电容器C2串联，把开关元件Q6与电
容器C6并联连接。即利用开关元件Q6导通和截止，把电容器C6与电容器C2连接
或断开，这样可以改变连接到整流器2的输出端上的电容器的视在电容。
在本实施例中，在例如额定点亮放电灯La时，开关元件Q6导通，使电容器C6
两端短路，而在流过电容器C2的电路电流减小而使放电灯La变暗时，开关元件Q6
截止，把电容器C6串联到电容器C2上，减少连接到整流器2的输出端的电容的视在
电容(合成电容)。从而可以调节电容器C2和C6串联电路两端产生的电压幅值，在电
路电流减小而变暗时，使它基本降到接近零伏，即使在变暗时，在经未示出的滤波电
路滤波后的输入电流Iin不产生静止时间，使输入电流Iin的波形基本上为正弦波分
量，可以限制高次谐波，并把输入功率因数维持在高值上。
本实施例的结构不仅可以应用于图1实施例，也可以应用于图11、12、14、
15、16、19、20或21的实施例。
在如图23所示的本发明的另一个实施例中，与图1实施例相比，该结构的特点
是把电容器C7和开关元件Q7的串联电路连接到整流器2的两输出端上，并与电容
器C2并联。即，这种结构使得通过使开关元件Q7导通和截止可以连接或断开并联
到电容器C2的电容器C7，从而改变连接到整流器2两输出端上的电容器的视在电
容。
在本实施例中，与图22的实施例相似，即使在变暗时，经滤波电路(未示出)滤
波后的输入电流Iin也不会产生静止时间，使之基本上为正弦波，可以限制输入电流
Iin波形中的高次谐波分量，并把输入功率因数维持在高值上。
本实施例的结构不仅可以应用于图1的实施例，也可以应用于图11、12、14、
15、16、19、20或21的实施例中。
在图24所示的另一个实施例中，与图1实施例的结构相比，该结构的特点是变
压器T1设置有一对驱动绕组91和92，作为驱动第一和第二开关元件Q1和Q2的装
置，这些驱动绕组91和92分别连接成插入在每个第一和第二开关元件Q1和Q2的基
极和发射极之间，而各驱动绕组91和92的极性不同。
因此，当有电流流过变压器T1的初级绕组时，在各驱动绕组91和92中交替感应
出驱动电压，第一和第二开关元件Q1和Q2被这些感应电压交替驱动成导通和截止，
所以就不需要驱动第一和第二开关元件Q1和Q2的控制电路4，以简化电路结构，
使体积最小化，并降低成本。
即使把驱动绕组91和92设置在与变压器T1的初级或次级绕组串接连接的限流电
感器的次级侧，也可以获得上述相同的功能和效果。在这种情况下，还具有这样一个
优点，即，在诸如无负载状态等异常状态时，可以由设置在限流电感器次级侧的驱动
绕组驱动第一和第二开关元件Q1和Q2，从而使它们停止振荡。
在图25(a)-25(d)的本发明另一些实施例中，它们的特点是在负载电路3的结构
中，设置了多个放电灯La1…作为负载，而这里仅示出了两个。在这种情况下，负载
电路3的结构可以是上述实施例中任一个，这里就省略了对它们的图示和详述。
在图25(a)所示的结构中，把一对放电灯La1和La2中每个灯的一根灯丝的一端
连接在变压器T1的次级绕组，另一端连接到预热电容器C3，各放电灯La1和La2
的另一根灯丝相互串联连接，耦合到变压器T1的第三绕组上。
在图25(b)的结构中，把变压器T1和T1’的初级绕组相互并联，把一对放电灯La1
或La2和电容器C3或C3’分别连接到各变压器T1和T1’的每个次级绕组上。在图25(c)
的结构中，把一对放电灯La1和La2通过限流电感器Lx1和Lx2以及电容器C3和
C3’并联到变压器T1的次级绕组上。在图25(d)所示的结构中，变压器T1的次级绕组
还设置有一均衡器10，一对放电灯La1和La2连接到该均衡器10的每一端。
在上述各实施例的负载电路3中，通过变压器T1提供高频电源可以点亮多个放
电灯La1，La2。在这种情况下，设置在负载电路3上的放电灯La1…的数量可以并
不仅限于两个，即使有三个或更多个放电灯，以上述图25实施例相同的方式排列负
载电路3，就可以点亮多个放电灯。
在本发明图26所示的另一个实施例中，该电源装置包含整流交流电源1的交流
输出的整流器2、第一平滑电容器C1、与电容器C1并联连接的并以高频交替导通和
截止的成对第一和第二开关元件Q1和Q2串联电路、分别与第一和第二开关元件Q1
和Q2反向并联的第一和第二二极管D1和D2、其初级绕组分别连接在第一和第二开
关元件连接点与整流器2的高电位输出端之间的一对变压器T1和T2、分别连接到每
个变压器T1和T2的次级绕组的负载电路31和32、其一端分别连接到每个变压器T1
和T2的初级绕组与整流器2的高电压输出端之间的连接点而另一端连接到电容器C1
的低电位端，并与各变压器T1和T2的初级绕组形成谐振电路的第二电容器C2和
C8，以及插在整流器2的高电位输出端与变压器T1和T2的各初级绕组与电容器C2
和C8之间的连接点之间的两个二极管D5和D6，它们的正极位于整流器2一侧。
本实施例与图1实施例在结构上的不同之处在于，在第一和第二开关元件Q1和
Q2的连接点与电容器C1的低电位端之间连接有变压器T1和T2的各初级绕组与电
容器C2和C8的串联电路，把各电容器C2和C8的高电位端通过二极管D5和D6连
接到整流器2的高电位端，其它方面与工作情况基本相同，因此，这里省略了对其工
作的详细描述。
根据本实施例，使第一和第二开关元件Q1和Q2交替导通和截止，可以向负载
电路31和32内的放电灯La1和La2提供高频电源点亮它们，即使例如从电源装置中
取走了一个放电灯La1，对于余下的负载电路32也不会产生电容器C8两端的电压
幅值变化，所以输入电流不会产生静止时间，能把输入功率因数保持在高状态。另外，
在对应于已取走了放电灯La1的负载电路31的电容器C2上几乎没有电压产生的情况
下，则通过二极管D5从交流电源1取得的输入电流基本上变为零，输入电流随负载
电路31的功耗降低而减小，也可以限制电容器C1两端电压Vc1的波动。
虽然参照设置有两个变压器T1…和负载电路31的情况描述了本实施例，但本发
明并不限于这一方面，但即使在使用三个或多个负载电路的情况下，也可以相同方法
构置。还应理解，本发明的结构不仅可应用于图1的实施例，也可以应用于图11、
12、14、15、16、19、20、21、22、23或24的实施例。
在图27所示的本发明的另一个实施例中，该电源装置包含整流交流电源1的交
流输出的整流器2、平滑整流器2的脉动输出的电容器C1、与电容器C1并联连接并
以高频交替导通和截止的一对第一和第二开关元件Q1和Q2的串联电路、与第一和
第二开关元件Q1和Q2分别反向并联的第一和第二二极管D1和D2、其次级绕组连
接有各负载电路31和32的一对变压器T1和T2、分别连接到每个第一和第二开关元
件Q1和Q2的两端并与变压器T1和T2的初级绕组串联形成振荡电路的电容器C2
和C8，以及连接在变压器T1的初级绕组与电容器C2的连接点和变压器T2的初级
绕组与电容器C8的连接点之间的电容器C9。
在这种情况下，本实施例与图1实施例不同，在第一开关元件Q1两端并联了一
个结构与变压器T1和小电容电容器C2相同并连接到第二开关元件Q2两端的另一个
串联电路(变压器T2与电容器8)，电容器C9插入到变压器T1与电容器C2的连接点
和变压器T2与电容器C9的连接点之间，其它方面和工作情况相同。因此，这里仅描
述从交流电源1流出输入电流Iin时的工作情况。
首先，当第一开关元件Q1导通而第二开关元件Q2截止时，电流流过交流电源1
→整流器2→第一开关元件Q1→变压器T2→电容器C9→电容器C2→整流器2→
交流电源1的路径。另一方面，当第一开关元件Q1截止而第二开关元件Q2导通时，
电流流过交流电源1→整流器2→电容器C8→电容器C9→变压器T1→第二开关元
件Q2→整流器2→交流电源1的路径。根据本实施例，当第一和第二开关元件Q1
和Q1之一导通时就可以从交流电源1取得输入电流Iin，所以在电源的一个周期的所
有范围内基本上都有输入电流Iin流动，优点是输入电流Iin的峰值可以保持得较小。
其它优点是可以使体积最小化，降低电路的成本。
另外，虽然在本实施例中，描述成作为负载的放电灯数量为两个，但本发明并不
限于两个，在设置三个或更多个放电灯时也能以相同的方式构成。在例如设置五个放
电灯的情况下，把具有两个放电灯的负载电路31连接到一个变压器T1上，而把具有
三个放电灯的负载电路32连接到另一个变压器T2上，然后每个第一和第二开关元件
Q1和Q2导通时流过的输入电流Iin的差变小，可以使输入电流Iin的峰值变得最小。
当放电灯为偶数时，可以设置成把连接到各个变压器T1和T2的负载电路31和32具
有相同数量的放电灯。
在图28所示的本发明的另一个实施例中，该电源装置包含对交流电源1的交流
输出进行整流的整流器2、平滑电容器C1、分别并联到电容器C1以高频交替导通和
截止的一对第一和第二开关元件Q1和Q2和一对第三和第四开关元件Q3和Q4的串
联电路、分别反向并联到每个第一到第四开关元件上的第一和第二二极管D1和D2
以及第三和第四二极管D3和D4、其初级绕组连接在第一和第二开关元件Q1和Q2
连接点与第三和第四开关元件连接点之间的变压器T1、连接到变压器T1的次级绕组
的负载电路，以及连接到整流器2的直流输出两端的电容器C2，基本上设置在变压
器T1的初级绕组中间点上的中间抽头通过电容器C2连接到电容器C1的一端，谐振
电路由变压器T1的初级绕组与电容器C2形成，以根据第一至第四开关元件Q1-Q4
的导通/截止操作而谐振。
与所谓的半桥型实施例的结构不同，本实施例为全桥型电路结构，把第三和第四
开关元件的串联电路连接到与第一和第二开关元件Q1和Q2并联的电容器C1二端
上，二极管D3和D4反向并联到第三和第四开关元件的串联电路上，这样，一对互
相对角设置的第一和第四开关元件Q1和Q4以及另一对余下的第二和第三开关元件
Q2和Q3交替导通和截止。
在第一和第四开关元件Q1和Q4导通而第二和第三开关元件Q2和Q3截止时，
电流首先流过变压器T1→二极管D1→电容器C1→二极管D4→变压器T1的路径，
以及流过变压器T1→电容器C2→二极管D4→变压器T1(模式1)的路径，接着电流
流过电容器C1→第一开关元件Q1→变压器T1→第四开关元件Q4→电容器C1以
的路径以及电容器C2→变压器T1→第四开关元件Q4→电容器C2(模式2)的路径，
而且，还有电流流过电容器C1→第一开关元件Q1→变压器T1→第四开关元件Q4
→电容器C1的路径以及交流电源1→整流器2→变压器T1→第四开关元件Q4→整
流器2→交流电源1(模式3)的路径。
在第→和第四开关元件Q1和Q4截止而第二和第三开关元件Q2和Q3导通时，
电流首先流过变压器T1→二极管D3→电容器C1→二极管D2→变压器T1的路径以
及变压器T1→电容器C2→二极管D2→变压器T1(模式4)的路径，接着，电流流过
电容器C1→第三开关元件Q3→变压器T1→第二开关元件Q2→电容器C1的路径
以及电容器C2→变压器T1→第二开关元件Q2→电容器C2(模式5)的路径，还有电
流流过电容器C1→第三开关元件Q3→变压器T1→第二开关元件Q2→电容器C1
的路径以及交流电源1→整流器2→变压器T1→第二开关元件Q2→整流器2→交流
电源1(模式6)的路径。
因此，在本实施例中，通过在上述模式3和6时从电源1取出输入电流Iin，可
以在交流电源1的整个电源周期内基本上有电流流过，所以可以限制输入电流Iin中
的高次谐波分量，提高输入功率因数。另外，与图27的实施例相似，甚至在各开关
元件Q1，Q4和Q2，Q3中有一对导通，就可以从交流电源1中取得输入电流Iin，在电
源的每个周期的整个范围内基本上产生输入电流Iin，其优点是可以把输入电流Iin
的峰值保持得比图1的实施例小。
在图29中，示出了本发明电源装置的又一个实施例，在该实施例中，把漏磁变
压器T1的初级绕组串联连接到交流电源1上，连接到漏磁变压器T1的次级绕组n2
上的放电灯La与电容器C3形成负载电路，漏磁变压器T1的初级绕组n1形成升压变
换器的电感元件。另外，在本实施例中，二极管D1-D4形成全波整流器。
在本实施例中，把作为负载的放电灯La连接到漏磁变压器T1的次级绕组n2上，
这样，即使低频率电流分量流入变压器T1的初级绕组n1，也几乎不会产生传输到次
级绕组n2一侧的低频分量，所以可以限制低频分量流入连接到次级绕组n2的放电灯
La，防止放电灯La闪烁。
另外，如上所述，利用漏磁变压器T1的初级绕组n1作为升压转换器的电感元件，
与已知的连接了电容器的电路相比，该电感元件在市电的交流电源1的频率(50Hz或
60Hz)上为较低的阻抗(起低通滤波器的作用)。因此，在本实施例中，尤其可以稳定输
入电源的供电。
另外，电感元件起到构成升压转换器的元件的作用，因此，开关元件Q1和Q2
交替导通和截止的频率大大地高于交流电源1的频率。下面描述其工作情况。
当交流电源1的电压Vs为正极(在图29中，Vs的箭头方向为正)，开关元件Q1
导通而开关元件Q2截止时，有逆变电流流过平滑电容器C1→开关Q1→初级绕组n1
→电容器C4→平滑电容器C1的路径以及电容器C2→开关元件Q1→初级绕组n1
→电容器C2的路径，把高频电流传输到耦接到初级绕组n1的次级绕组n2，电流流
到放电灯La。
另一方面，输入电流流过交流电源1→二极管D3→开关元件Q1→初级绕组n1
→交流电源1的路径，能量积聚在初级绕组n1形成的电感元件内。当交流电源1的
电压Vs处于正极，开关元件Q1截止而开关元件Q2导通时，逆变电流流过平滑电容
器C1→电容器C2→初级绕组n1→开关元件Q2→平滑电容器C1的路径以及电容器
C4→初级绕组n1→开关元件Q2→电容器C4的路径，把高频电流传输到耦接到初级
绕组n1的次级绕组n2。
另一方面，在开关元件Q1导通期间积聚在初级绕组n1形成的电感元件内的能
量通过初级绕组n1→交流电源1→二极管D3→平滑电容器C1→二极管D2→初级
绕组n的路径释放，向平滑电容器C1充电。即，当交流电源1的电压Vs为正极时，
开关元件Q1起到升压转换器的开关元件的作用以及逆变器的开关元件的作用，而开
关元件Q2仅起到逆变器的作用。
另一方面，当交流电源1的电压Vs为负极时，开关元件Q2同时起到升压转换
器和逆变器的开关元件的作用，而开关元件Q1仅起到逆变器的开关元件的作用。
除了平滑电容器C1初始充电期间以外，根据电源的接法，二极管D5和D6几乎
不接收电流，其作用是防止电容器C3和C4被反向充电，保持输入电流失真最小。
现在在本实施例中，利用漏磁变压器T1可以防止电流低频分量流入作为负载的
放电灯La。改善了输入电流失真的电流流入漏磁变压器T1的初级绕组n1，初级绕
组n1形成的电感元件相对于交流电源1来说为低阻抗的，所以不会与传统装置一样
缺乏输入电流，可以减少流入负载的电流低频分量，同时保持小的输入电流失真。
在图30所示的本发明的另一个实施例中，除了省略了二极管D5和D6以及电容
器C2之外，其结构基本上与图29的实施例相同。
在此情况下，交流电源1的电压Vs保持在正极，开关元件Q1导通而开关元件
Q2截止，逆变操作电流流过平滑电容器C1→开关元件Q1→初级绕组n1→电容器
C4→平滑电容器C1的路径，斩波操作电流流过交流电源1→二极管D3→开关元件
Q1→初级绕组n1→交流电源1的路径。
当交流电源1的电压Vs保持在正极，开关元件Q1截止而开关元件Q2导通时，
逆变操作电流流过电容器C4→初级绕组n1→开关元件Q2→电容器C4的路径，积
聚在由初级绕组n1组成的电感元件内的能量通过初级绕组n1→交流电源1→二极管
D3→平滑电容器C1→二极管D2→初级绕组n1的路径释放，向平滑电容器C1充电。
在本实施例中，也与图29的实施例相似，交流电源1的正极电压Vs使开关元件
Q1同时起到升压转换器的开关元件和逆变器的开关元件的作用。当交流电源1的电
压Vs为负极时，开关元件Q2同时起到升压转换器的开关元件和逆变器的开关元件的
作用，而开关元件Q1仅起到逆变器的开关元件的作用。
本实施例这种结构的其它方面和其功能和作用与图29实施例相同。
在图31所示的本发明另一个实施例中，电感器L2串联连接到交流电源1上，而
不是如图30的实施例把漏磁变压器T1的初级绕组n1连接到交流电源1上，把包含
电感器L1、放电灯La和电容器C3的逆变器的谐振负载电路并联连接到电感器L2。
在本实施例中，交流电源1的电流低频分量主要流入电感器L2，而高频电流随
开关元件Q1和Q2的开关频率流入由电感器L1、放电灯La和电容器C3组成的谐振
负载电路一侧。因此，在本实施例中，也可以减少流入作为负载的放电灯La的电流
的低频分量。由于电感器L2相对于交流电源1来说为低阻抗，所以不会与传统装置
一样缺乏输入功率。
在本实施例中，也可以减少流入负载的电流低频分量，同时保持输入电流失真较
小。本实施例结构的其它方面、功能和效果与图30的实施例相同。
在图32所示的本发明的另一个实施例中，把一二极管D6反向并联连接到图30
实施例的电容器C4。
在这种情况下，二极管D6把电容器C4的充电方向限制到仅一个方向，所以可
以防止电容器C4被反向充电，这种结构的作用是降低加到电容器C4上的电压。该实
施例结构的其它方面、功能和效果与图30的实施例基本相同。
在图33所示的本发明的另一个实施例中，用变压器T1’代替漏磁变压器T1，漏
磁变压器T1的漏感部分由与初级绕组n1串联的电感器L1构成。在这种情况下，电
感器L1连接在初级绕组n1与二极管D1和D2的连接点之间。
在本实施例中，由变压器T1’切断出流入作为负载的放电灯La的电流中的低频
分量。另外，对于交流电源1来说，电感器L1与初级绕组n1的电感元件组成的串联
电路的阻抗比传统的设置电容器的情况更低。因而，在本实施例中也不会缺乏输入功
率，可以减少流入负载的电流的低频分量，同时保持输入电流失真减小的状态。
在本发明图34所示的另一个实施例中，接入容量为电容器C4容量一半的电容
器C4’代替图33实施例中的电容器C4，把容量与电容器C4’基本相等的另一个电容
器C2’串接到电容器C4’。这时，与初级绕组n1串联的电容量为(c2’+C4’)，从初级绕
组n1一侧来看的容量与图33实施例相等。本实施例结构其它方面、功能和效果基本
上与图33的实施例相同。
在图35所示的本发明的另一个实施例中，把图30实施例中的电容器C4布置成
连接到二极管D4两端，而不是插在交流电源1中间。在该实施例中，考虑了串接到
漏磁变压器T1的初级绕组n1的电容分量，把电容器C4通过交流电源1连接到初级
绕组n1，从初级绕组n1一侧来看，其容量与图30实施例相等。
该实施例结构的其它方面、功能和效果基本与图30实施例相同。
在本发明图36所示的另一个实施例中，用变压器T1’代替了图29实施例中的漏
磁变压器T1，漏磁变压器T1的漏感部分由与初级绕组n1串接的电感器L1构成。在
这种情况下，电感器L1连接在变压器T1’的初级绕组n1与二极管D1和D2的连接点
之间。本实施例结构的其它方面、功能和效果基本与图29实施例相同。
在本发明的图37所示的另一个实施例中，由电容器C7和C8对交流电源1的电
压进行分压，初级绕组n1和交流电源1不直接连接，而是初级绕组n1的一端连接到
电容器C7和C8的连接点上。另外，在本实施例中，用变压器T1’来代替图29实施
例中的漏磁变压器T1，漏磁变压器T1的漏感部分由串接到初级绕组n1的电感器L1
构成。再有，在本实施例中，省略了电容器C2，电容器C4的电容量约为图29实施
例的电容器C4的二倍。
由于在本实施例中，与上述实施例不同，其结构是由电容器C7和C8对交流电
源1进行分压，所以可以有效地减少输入到平滑电容器C1的电压。另外，在本实施
例中，平滑电容器C1上电压的减少使变压器T1’、初级绕组n1、电容器C4等保持
不变，不需要改动。本实施例结构的其它方面、功能和效果不仅与图29所示的实施
例相同，而且与上述其它各实施例基本相同。
在本实施例中，把减少了低频分量的高频电流由变压器T1提供给诸如放电灯La
等的负载。而且，相对于交流电源1来说，电感器L1与初级绕组n1构成的电感元件
组成的串联电路为低阻抗，所以不会缺少输入功率，输入电流的失真也较小。
在图38所示的本发明的另一个实施例中，图36实施例的电感L1连接在变压器
T1的次级绕组n2与放电灯La之间，而不是串接在变压器T1的初级绕组n1上。本
实施例结构的其它方面、功能和效果基本上与图36的实施例相同。
在本发明的图39所示的另一个实施例中，在变压器T1的次级绕组n2与放电灯
La之间连接了图33所示的电感器L1，而不是串接到变压器T1的初级绕组n1上。
本实施例结构的其它方面、功能和效果基本上与图33的实施例相同。