发射接收机 本发明涉及一种具有HF接收机、尤其是具有UHF接收机的发射接收机，它具有：位于数字部分内的数字信号处理器；输入部分，至少一个混频器以及一个中间频率/基带处理器；本地射频振荡器，该振荡器配有一个具有鉴相器和可调第一变频器的第一调相回路；以及一个用于所述调相回路及所述数字信号处理器控制脉冲的基准振荡器。
在许多无线电设备中，尤其是在无线电话中，采用较低频率的石英振荡器来作为脉冲振荡器，该振荡器的谐波可能落入接收机的接收频带。
譬如，GSM设备工作在900MHz的频带内，其中在常规的实施方案中，接收机具有45～400MHz的中间频率，而发射机在工作时是在所产生的载波的发射频率上进行直接调制的。射频振荡器和固定频率振荡器均采用13MHz的石英振荡器作为基准，其中，因为所述GSM数字部分所集中需要的脉冲频率可以用13/6＝2.1666MHz同13MHz联系起来，所以采用了13MHz的频率，而且，通过简单地分频还可从其得出200kHz的信道间隔频率，该频率等于信道合成器的基准频率。因此，13MHz是每种常规GSM电话的最低可能地基准振荡器频率。
在上述例子中，13MHz振荡器的72次谐波将落入接收信道936MHz中，而73次谐波将落入接收信道949MHz中。在极度小型化的移动电话中，因为无线电模块在空间上靠近于接收输入端和天线，从而会产生特殊的问题。惯用的规范中规定，50欧姆接收输入端上的干扰频率必须譬如低于0.7μV。普通的13MHz石英振荡器振荡的幅度约为1V，这意味着该振荡器位于900MHz范围内的谐波在接收输入端处的衰减需要大于120dB。但如今普通的快速硅晶体管在900MHz的范围内只能针对有效载波产生约60dB的谐波补偿。因此在石英振荡器和接收输入端之间还需要约60dB的衰减。在该区域的小空间间隔最大为40mm的情况下，将会在普通GSM移动电话中带来极高的屏蔽费用，也就是说，需要使用金属部件、金属外壳等等。如果仅采取电路措施、譬如利用谐波器来解决该谐波问题，则只能取得部分的效果，因为所述的谐波由此通常还会反射而不能根除，在极端情况下，甚至还可能使严重的谐波产生强烈辐射。
因此本发明的任务在于，创造一种发射接收机，其中可以解决所述基准振荡器的谐波问题，使得通过取消或减少所述的屏蔽费用而使设备的成本、体积及重量变得更低。
该任务由文章开头所述类型的发射接收机来实现，其中，根据本发明为获得所述的控制脉冲而装设一种数字脉冲合成器，向该数字脉冲合成器输入所述基准振荡器的输出信号，而且还以数字调谐字的形式从所述的数字部分向该数字脉冲合成器输入一个调节信号，其中如此地选择所述基准振荡器的频率，使得其数量级至少等于所采用的一个或多个接收频带的带宽，而且其没有谐波落入接收信道。
利用本发明可以轻易地避免谐波落入接收信道，使得能大大减少发射部分和接收部分之间的屏蔽。
在一种尤其优选的扩展方案中，所述的脉冲合成器被构造成具有直接数字合成的合成器，原因是由此可以从任意的其它频率中生成各种频率，而且还可对频率进行细调节。
另一种优选扩展方案中具有第一变频器，该变频器为具有∑Δ调制器的1/N分频器。该扩展方案提供了如下优点，即它可以在常规的结构中实现快速的信道切换和精细的调谐步进，而且在基准频率较高的情况下可实现较好的换相值。
优选地，从所述的数字部分向所述第一变频器输入一个细调谐信号，由此可以使用一种低廉的无需细调谐的基准振荡器。原则上可以有利地向使用的所有变频器输入一个细调谐信号。
本发明另一个有利的改进方案的特征在于，装设一个ZF振荡器，并给其分配一个具有鉴相器和第二变频器的第二调相回路，其中，向所述的鉴相器输入所述基准振荡器的输出信号，并向所述的变频器输入一个调制信号和细调谐信号。由此可以有利地整理调制信号。对此，优选的做法是，将可细调节的∑Δ合成器的GMSK调制信号输入所述的ZF振荡器。
本发明的方案可以使用常规的外差接收机和零拍接收机，其中向接收混频器输入所述调制的HF接收信号，并以其频率向该接收混频器输入所述信道合成器的输出信号，使得所述的中间频率与基带相一致。
如果将ZF振荡器的调制输出信号和发射混频器的输出信号输入到一个鉴相器中，而且向该发射混频器输入可控发射振荡器的信号和所述本地射频振荡器的输出信号，那么就可以在发射机和接收机之间形成一种简单而又成本合适的连接。
下面借助附图示出的实施例来详细讲述本发明及其另外的优点。该唯一附图示出了本发明发射接收机的简化原理电路图。
如附图所示，本发明的发射接收机包含有控制器MPR和基带处理器BBV，在此将它们画在用数字部分DIT示出的单个块内。此处以已知的方式装设了一个基准振荡器REO，由该振荡器提供输出信号SREF，在此，该信号被用来以下文所述的方式获得控制脉冲和导出接收机及发射机所需的信道频率。所述的输出信号SREF此时被输至数字合成器DDS，而该合成器有利地按照数字直接合成进行工作。这种合成器是已知的，在公司文献CMOS，125MHz完全DDS合成器，AD9850，模拟设备有限公司，1998年中曾讲述过一种新式的实施例，而且还列举了电路实例和功能描述。对于所述的这种情况，这种DDS合成器可以从任意其它的频率中生成各种频率，并可借助AFC信号进行细调节，这样便可以采用任意频率的廉价振荡器、陶瓷振荡器或自激振荡器作为基准振荡器，这是非常有意义的。迄今为此，鉴于所需的精度和稳定性，基准振荡器是无线电话中最贵的模块之一。
合成器DDS给数字部分DIT的微控制器提供一个控制脉冲fSTE，其中所述的合成器从该DIT块中获得一个调节信号SAFC，该调节信号为数字调谐字的形式，而该数字调谐字既作用于变频，又促使精细地调谐到利用从基站接收的精确脉冲所实现的准确脉冲频率，其中所述的精确脉冲为数字调谐字的形式。基准振荡器REO的输出信号SREF另外还被输入到PLL环，所述PLL环包含第一变频器FU1、鉴相器PD1、低通滤波器TP1和本地射频振荡器EVO。所述的变频器FU1被优选地实施为具有∑Δ调制器的1/N分频器，而且它还获得来自微处理器块MPR、BBV侧的信道信号SKAN和细调谐信号hAFC。射频振荡器EVO的输出信号在接收侧到达接收混频器EMI。该接收混频器中输入有高频信号SHAM，而该高频信号流经了具有可控开关AUS的天线ANT、带通滤波器BP2和低噪声放大器LNA。按照有利和惯用的方案直接地混频成基带，也就是说，混合振荡信号的频率总是准确地与高频信号SHAM的频率相一致。混频器输入端的振荡频率可以直接为振荡器EVO的频率，或者为譬如通过分频器对该频率进行变换后的频率。按该原理工作的接收机被公知地称为零拍接收机。对∑Δ调制器的详细阐述可参见“N份频率合成中的Δ∑调制(Delta-Sigma Modulation in Fractional-N FrequencySynthesis”，固态电路的EEE学报，第28卷，第5号，1993年5月，第553～559页。
在发射侧，射频振荡器EVO的输出信号SEVO被输入到发射混频器SMI。所述的发射混频器包含在PLL环中，而该PLL环还包括可控的发射振荡器SVO、鉴相器PD3以及低通滤波器TP3，除了所述混频器SMI的输出信号SSMI外，所述的(第三)鉴相器PD3还输入有信号hMOD。
所述的信号hMOD表示了同样位于(第二)PLL环内的ZF振荡器ZFO的调制输出信号，所述PLL环另外还包括第二变频器FU2、第二鉴相器PD2和第二低通滤波器TP2。向变频器FU2输入一个来自微处理器块及基带块MPR、BBV侧的调制信号SMOD和细调谐信号gAFC，并且变频器FU2的输出信号被送至所述鉴相器PD2的输入端，所述鉴相器PD2的另一输入端输入了所述基准振荡器REO的输出信号SREF。
最后，还要将可控发射振荡器SVO的输出信号输入到发射放大器SEV中，并由此经低通滤波器TP4输至天线开关AUS或天线ANT。
本发明尤其适用于突出存在文章开头所述的谐波问题的发射接收机。已经表明，实践中的实施方案对工作在900或1800、1900及2000MHz范围内的无线电话是非常有利的，因此在GSM900、GSM1800、GSM1900及IMT-2000(UMTS)系统中是有利的。在所谓的多模式设备中，可以要求选择一个基准振荡器频率，而其谐波不会落入所采用的接收频带中。