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本发明提供一种开关控制装置，该开关控制装置进行控制，以便尽量减少上侧和下侧开关元件之间的温差。根据实施方式的开关控制装置，在由上侧和下侧温度检测单元分别检测出构成驱动电路的上侧和下侧开关元件的温度，或者由温度推断单元分别推断出构成驱动电路的上侧和下侧开关元件的温度时，信号生成电路对向上侧和下侧开关元件输出的PWM信号的指令电压赋予偏移值而生成PWM信号，并输出到各开关元件，以使上侧温度和下侧温度相接近。

1.  一种开关控制装置，对驱动电路进行PWM控制，所述驱动电路具备1个以上的由上侧开关元件和下侧开关元件构成的串联电路，其特征在于，所述开关控制装置具备：
上侧温度检测单元，检测所述上侧开关元件的温度，以下将所述上侧开关元件的温度称为上侧温度；
下侧温度检测单元，检测所述下侧开关元件的温度，以下将所述下侧开关元件的温度称为下侧温度；以及
信号生成电路，对向所述上侧开关元件和下侧开关元件输出的PWM信号的指令电压赋予偏移值而生成PWM信号，并向各开关元件输出PWM信号，以使所述上侧温度和所述下侧温度相接近。

2.  根据权利要求1所述的开关控制装置，其特征在于，
所述信号生成电路具备差动放大电路，所述差动放大电路的2个输入端子被输入所述上侧温度检测单元的输出信号和所述下侧温度检测单元的输出信号，所述信号生成电路按照该差动放大电路的输出电压决定所述偏移值。

3.  一种开关控制装置，对驱动电路进行PWM控制，所述驱动电路具备1个以上的由上侧开关元件和下侧开关元件构成的串联电路，其特征在于，所述开关控制装置具备：
温度检测单元，检测所述上侧开关元件或者下侧开关元件的某一个的温度；
温度推断单元，基于检测出的所述温度和控制参数，推断所述上侧开关元件的温度和所述下侧开关元件的温度，所述控制参数基于开关控制进行变动，以下将所述上侧开关元件的温度称为上侧温度，将所述下侧开关元件的温度称为下侧温度；以及
信号生成电路，对向所述上侧开关元件和下侧开关元件输出的PWM信号的指令电压赋予偏移值而生成PWM信号，并向各开关元件输出PWM 信号，以使所述上侧温度和所述下侧温度相接近。

4.  根据权利要求1至3中的任一项所述的开关控制装置，其特征在于，
所述驱动电路是具有3n个所述串联电路的三相结构，其中，n是自然数，
所述信号生成电路以所述3n个串联电路中的所述上侧温度与下侧温度的温差为最大的串联电路作为对象，来赋予所述偏移值，以使所述上侧温度和所述下侧温度相接近。

开关控制装置
技术领域
本发明的实施方式涉及一种对驱动电路进行PWM(脉宽调制)控制的开关控制装置，该驱动电路具备1个以上的由上侧开关元件和下侧开关元件构成的串联电路。
背景技术
在对构成例如逆变器电路等驱动电路的开关元件、例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)等开关元件进行开关控制时，各开关元件会发热。另外，在这样的开关元件上并联连接有续流二极管，该续流二极管也因为流过续流电流而发热。并且，已经提出有各种各样的用于使开关元件和续流二极管的发热平衡均匀化的技术(例如，参照日本专利第3625429号公报、日本特开2009－254158号公报)。
此外，为了抑制上述发热而对逆变器电路采用风冷或水冷等冷却结构的情况很多。但是，由于逆变器电路的周边部分存在空间的制约，因此未必能够均匀地冷却全部的开关元件，上下的开关元件之间发热状态会出现差别。但是还不存在解决这类问题的现有技术。
发明内容
提供一种开关控制装置，对驱动电路进行PWM控制，所述驱动电路具备1个以上的由上侧开关元件和下侧开关元件构成的串联电路，其特征在于，所述开关控制装置具备：上侧温度检测单元，检测所述上侧开关元件的温度，以下将所述上侧开关元件的温度称为上侧温度；下侧温度检测单元，检测所述下侧开关元件的温度，以下将所述下侧开关元件的温度称为下侧温度；以及信号生成电路，对向所述上侧开关元件和下侧开关元件输出的PWM信号的指令电压赋予偏移值而生成PWM信号，并向各开关元件输出PWM信号，以使所述上侧温度和所述下侧温度相接近。
附图说明
图1是示出作为第一实施方式的、电动机控制系统结构的图。
图2是示出逆变器电路的冷却机构的图(风冷方式的情况)。
图3是示出逆变器电路的冷却机构的图(水冷方式的情况)。
图4是示出检测正侧和负侧MOSFET的温差的结构部分的图。
图5是以差动放大电路为中心示出的电路图。
图6是示出SCU的内部结构中的主要部分的功能框图。
图7是示出图6所示的结构的处理内容的流程图。
图8是示出载波信号和电压指令信号以及U相正侧的PWM信号的图(基准电压＝2.5V的情况)。
图9是示出载波信号和电压指令信号以及U相正侧的PWM信号的图(基准电压>2.5V的情况)。
图10是示出载波信号和电压指令信号以及U相正侧的PWM信号的图(基准电压<2.5V的情况)。
图11是示出正侧和负侧MOSFET的温差以及偏移值(offset value)的经时变化的一例的图。
图12是示出作为第二实施方式的、检测正侧和负侧MOSFET的温差的结构部分的图。
图13是示出SCU的内部结构中的主要部分的功能框图。
图14是示出图13所示的结构的处理内容的流程图。
符号说明：
1，直流电源；3，驱动电路；5，信号生成电路；6～11，开关元件；25、26，上侧、下侧温度检测单元；27，差动放大电路、信号生成电路；51，信号生成电路；52，温度推断单元。
具体实施方式
(第一实施方式)
因此，提供一种开关控制装置，该开关控制装置进行控制，以便尽量减少上侧和下侧开关元件之间的温差。
根据实施方式的开关控制装置，在由上侧和下侧温度检测单元分别检测构成驱动电路的上侧和下侧开关元件的温度，或者由上侧和下侧温度推 断单元分别推断构成驱动电路的上侧和下侧开关元件的温度时，信号生成电路对向上侧和下侧开关元件输出的PWM信号的指令电压赋予偏移值而生成PWM信号，并输出到各开关元件，以使上侧温度和下侧温度相接近。以下，参照图1至图11，对第一实施方式进行说明。图1所示的电动机控制系统包括直流电源1、连接在该直流电源1两端上的平滑电容器2和逆变器电路3(驱动电路)、连接在逆变器电路3的各相输出端子上的电动机4、以及对逆变器电路3进行控制的SCU(Switching Control Unit：开关控制装置)5(信号生成电路)。逆变器电路3以三相桥接方式连接有6个N沟道MOSFET(开关元件)6～11而构成(n＝1)，各MOSFET 6～11的集电极与发射极之间分别连接有续流二极管12～17。即，MOSFET 6和7、MOSFET8和9、MOSFET 10和11分别构成U、V、W各相的桥臂(串联电路、半桥电路)。
逆变器电路3的各相输出端子分别通过线束18u、18v、18w与电动机4的星形连接的各相定子绕组19u、19v、19w的一端相连接。SCU 5例如由微型计算机构成，向构成逆变器电路3的各MOSFET 6～11的栅极输出PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号，作为栅极驱动信号。
在此，参照图2和图3，说明对构成逆变器电路3的各MOSFET 6～11进行冷却的结构。图2示出风冷方式的情况。MOSFET 6～11(和未图示的续流二极管12～17)被安装在基板21的表面一侧。冷却散热片23隔着绝缘材料22搭载在基板21的背面一侧。如图2(a)所示，由送风叶片(未图示)从正侧的MOSFET 6、8、10的方向向负侧的MOSFET 7、9、11的方向送冷却风。这时，由于冷却风首先接受位于上游一侧的MOSFET6、8、10的热量而被加温，因此位于下游一侧的MOSFET 7、9、11的冷却效果下降，它们的发热温度会变得更高。
再有，在逆变器电路3为三相的情况下，在基板21上依次配置有构成U、V、W相的各桥臂时，若从U相朝向W相进行冷却，则冷却风就会最先接受位于上游一侧的2个元件量的热量，然后再对位于下游一侧的元件进行冷却。因此，期望如图2(a)所示使冷却风从正侧元件朝向负侧元件(或者其反方向)流动，并沿着该冷却风的流动来配置散热片23。
图3示出水冷(或油冷)方式的情况。该情况下，如图3(b)所示，在绝缘材料22与冷却散热片23之间配置有通过冷却水的水路24。水路24 被配置成：由循环泵(未图示)送出到水路24中的冷却水先冷却负侧的MOSFET 7、9、11，然后折返冷却正侧的MOSFET 10、8、6。即，是水路24的折返次数仅为1次的简单结构。该情况下也是位于冷却水入口一侧的MOSFET 7最高效地被冷却，而另一方面，位于冷却水出口一侧的MOSFET6的冷却效率最差，位于相同的U相桥臂上下位置上的MOSFET 6、7上的温差变大。
如这些所示，对于逆变器电路的冷却机构，一般由于空间或成本的原因等，要均匀地冷却各开关元件是极困难的，不可避免地在运转中各开关元件间的发热温度产生偏差。在本实施方式中，为了解决这样的问题而采用以下说明的结构。
图4示出对MOSFET的温度进行检测的部分的结构。在构成逆变器电路3的例如U相桥臂的MOSFET 6、7上配置有用于检测元件温度的热敏电阻25、26(上侧、下侧温度检测单元)。热敏电阻25、26分别与MOSFET6、7邻近地配置，热敏电阻25、26的输出信号(相当于上侧温度、下侧温度)分别被给予到SCU 5的输入端子。再有，在采用了例如图3所示的冷却机构的情况下，由于MOSFET 6、7属于正侧和负侧温差最大的桥臂，因此将其作为温度的检测对象。
热敏电阻25、26的输出信号分别被给予到差动放大电路27(信号生成电路)的输入端子，差动放大电路27的输出信号被给予到SCU 5的输入端子。再有，这些热敏电阻25、26是具有负的温度系数的NTC型。另外，图4中还一并示出了用于使SCU 5向MOSFET 6、7输出栅极信号的驱动器28U。在开关元件中使用了N沟道MOSFET的情况下，驱动器28U是对源极施加具有大约15V电位差的栅极电压的电路。
另外，图5更具体地示出了以差动放大电路27为中心的结构。热敏电阻25、26分别与电阻器31、32一起构成串联电路，并连接在5V电源与地之间。并且，各串联电路的公共接点分别通过电阻器33、34连接到运算放大器35的非反向输入端子和反向输入端子上。另外，所述反向输入端子通过电阻器36连接到运算放大器35的输出端子上，所述输出端子通过电阻器37被上拉(pull-up)到2.5V电源上。再有，运算放大器35的工作电源电压是5V。这样，差动放大电路27就以2.5V为中心电压，向SCU 5输出与各热敏电阻25、26检测出的检测温度的差相应的输出信号(差动放大信 号)。
图6是示出SCU 5的内部结构中的生成PWM信号的功能部分的框图，图7是示出与图6的结构相对应的硬件处理流程的流程图。差动放大电路27的输出信号被输入到A/D转换器41进行A/D转换(S1)，其转换数据被输入到下一级的偏移值决定表42中。偏移值决定表42将差动放大电路27的输出信号，即、与由热敏电阻25、26分别检测出的MOSFET 6、7的温差相应的偏移值，输出到加法器43(S2)。
从电压指令信号发生器44向加法器43输入具有规定周期的正弦波(相位互相相差120度的三相正弦波)的振幅变化率的PWM电压指令。加法器43在所述PWM电压指令中加上从偏移值决定表42输入的偏移值(电压指令二次信号)，并输出到PWM信号发生器46(S3)。从PWM信号生成用载波信号发生器45向PWM信号发生器46输入例如三角波的载波信号。PWM信号发生器46将所述载波信号的电平与从加法器43输入的PWM电压指令的电平进行比较，生成PWM信号(S4)。所述PWM信号通过图4所示的驱动器28输出到构成逆变器电路3的各MOSFET 6～11的栅极(S5)。
下面，参照图8至图11，对本实施方式的作用进行说明。图8是由热敏电阻25、26分别检测出的MOSFET 6、7的温度相一致，并且差动放大电路27的输出电压是2.5V的情况。图8(a)示出载波信号和三相的PWM电压指令。载波信号的振幅范围是0V～5V，PWM电压指令成为以基准电压＝2.5V为中心进行变化的正弦波。并且，图8(b)放大地示出图8(a)中的U相的电压指令和载波信号的一部分，图8(c)示出基于它们而生成的U相的正侧PWM信号。
对此，图9示出MOSFET 7的温度超过MOSFET 6的温度的情况。这时，在差动放大电路27中，由于非反向输入端子的电位超过反向输入端子的电位，因此差动放大电路27的输出电压高于2.5V。于是，PWM电压指令向正侧偏移，如图9(c)所示，正侧的MOSFET 6的PWM占空比变得更大。这样，由于MOSFET 6的导通期间变得更长，MOSFET 7的导通时间变得更短，因此向MOSFET 6的发热温度上升且MOSFET 7的发热温度下降的方向进行变化。从而被反馈控制成使MOSFET 6、7的发热温度相接近。
另外，图10与图9相反，示出了MOSFET 6的温度超过MOSFET 7的温度的情况。这时，电压的大小关系与图9的情形相反，差动放大电路27的输出电压低于2.5V。于是，PWM电压指令向负侧偏移，如图10(c)所示地，正侧的MOSFET 6的PWM占空比变得更小。这样，由于MOSFET6的导通期间变得更短，MOSFET 7的导通时间变得更长，因此向MOSFET6的发热温度下降且MOSFET 7的发热温度上升的方向进行变化。从而，该情况下也被反馈控制成使MOSFET 6、7的发热温度相接近。
进行这样控制的结果，如图11所示，从正侧元件(上元件)和负侧元件(下元件)的温差大的状态开始，在PWM电压指令中赋予偏移值，使其向缩小温差的方向变化，伴随着温差变小，所赋予的偏移值也减小。再有，由于输出到电动机4中的驱动电压是由三相线间(相间)电压决定的，因此，即使以相同的偏移值使三相的PWM电压指令上升/下降，线间电压也不会变化，对电动机4的驱动控制完全不会产生影响。
如上所述，根据本实施方式，由热敏电阻25和26分别检测构成逆变器电路3的MOSFET 6和7的温度，SCU 5以使两者的温度相接近的方式，对PWM信号的电压指令电压赋予偏移值而生成PWM信号，并输出到MOSFET 6和7的栅极。这样一来，按照MOSFET 6和7的温差，输出到各自的栅极中的PWM信号的占空比被调整，能够在两者的温差尽量变小的状态下，继续进行逆变器电路3的运转。从而，使发热变高的一方的温度降低而使发热平衡均匀化，能够提高电动机控制系统的输出性能。
该情况下，由于对差动放大电路27的2个输入端子分别赋予热敏电阻25、26的输出电压，SCU 5根据差动放大电路27的输出电压决定偏移值，因此，仅参照所述输出电压就能够简单地决定偏移值。另外，以逆变器电路3的U、V、W各相的桥臂中的、属于温差最大的U相桥臂的MOSFET6和7作为对象，赋予偏移值，以便缩小它们的温差。这样，由于针对温差最大的桥臂生成和输出赋予了偏移值的PWM信号而能够缩小温差，因此，能够降低开关元件的最高发热温度，提高电动机控制系统的最大输出性能。
(第二实施方式)
图12至图14是示出第二实施方式的图，对与第一实施方式相同的部分标注同一附图标记并省略说明，以下对不同的部分进行说明。在相当于图4的图12中，在第二实施方式中，仅在负侧的MOSFET 7上配置热敏电 阻26。取代SCU 5的SCU 51基于热敏电阻26检测出的MOSFET 7的温度，计算出在MOSFET 6和7中产生的损耗时，根据该损耗并考虑元件周边的热阻等来推断温度。在图13中，A/D转换器41对热敏电阻26输出的电压进行A/D转换，并输出到元件温度推断部52(温度推断单元)。然后，将由元件温度推断部52的推断结果得到的MOSFET 6、7的温差输入到偏移值决定表42，决定偏移值。
下面，参照图14，对第二实施方式的作用进行说明。首先，元件温度推断部52取得直流电源电压或各相电流、以及在该时刻的检测对象相的占空比的设定值(基于开关控制进行变动的控制参数)(S11)。由A/D转换器41对电源电压或相电流进行A/D转换并读入。然后，在A/D变换并读入了热敏电阻26的输出电压(温度)时(S12)，根据MOSFET 7的温度和在步骤S11中取得的控制参数，运算在MOSFET 7中产生的损耗(S13)。此外，如上所述地根据求得的损耗，推断出MOSFET 7的设想为更接近于实际状态的温度。再有，对温度推断的具体方法可以适用例如日本专利第5161641号公报中公开的方法等。
接着，根据MOSFET 7的损耗求出MOSFET 6的损耗(和温度)(S14)。即，由于在位于同相桥臂的上下位置上的MOSFET 6、7之间，关于所产生的损耗存在某种程度的相关关系，由此也能够通过运算求出在MOSFET 6中产生的损耗。由此，根据在步骤S13和S14中求出的MOSFET 6、7的各自的温度，计算出两者的温差，并输出到偏移值决定表42(S15)。之后，与第一实施方式同样地执行步骤S2～S5。
如上所述，根据第二实施方式，SCU 51的温度推断部52基于热敏电阻26检测出的MOSFET 7的温度和直流电源电压或各相电流、以及检测对象相的占空比等，计算出在MOSFET 6和7中产生的损耗。并且，在根据所述损耗并考虑元件周边的热阻等来推断出各元件的温度时，根据两者的温差决定偏移值。从而，仅检测正侧或负侧的某一方的元件温度，就能够推断出双方元件的温差来决定偏移值。
已经说明了本发明的几个实施方式，但是这些实施方式是作为例子而提出的，并不是想限定发明范围。这些新的实施方式可以以其他各种各样的方式实施，可以在不脱离发明主旨的范围内进行各种各样的省略、置换和变更。这些实施方式或其变形包含在发明范围或主旨内，并且也包含在 权利要求范围中记载的发明及其均等的范围内。
在第一实施方式中，也可以不使用差动放大电路27，而由SCU 5直接读入热敏电阻25、26的输出电压，并运算求出MOSFET 6、7的温差。
另外，温度的检测对象不限于MOSFET 6和7，只要基于按照个别设计所采用的冷却机构的构造等，选择属于认为最合适的桥臂的元件即可。
在第二实施方式中，也可以检测MOSFET 6的温度，推断MOSFET 7的温度。另外，也可以在温度检测单元中使用二极管。
载波信号的波形也可以是锯齿状波。
电压指令信号不限于具有正弦波的振幅变化率的信号。
也可以设置有并联2个以上的开关元件(n≧2)来构成用于构成三相逆变器电路的各相的桥臂。
开关元件不限于N沟道MOSFET，也可以是P沟道MOSFET或IGBT、双极型晶体管等。
作为其他驱动电路，也可以适用于H桥电路或半桥电路。
也可以适用于不具备针对驱动电路的冷却机构的系统。